Metodología de Diseño de LNA en UHF

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1 Metodología de Diseño de LNA en UHF Sebastián Rodríguez Páez Estudiante de Ingeniería Electrónica Departamento de Electrónica Pontificia Universidad Javeriana Andrés Correa Estudiante de Ingeniería Electrónica Departamento de Electrónica Pontificia Universidad Javeriana Arturo Fajardo Jaimes Departamento de Electrónica Pontificia Universidad Javeriana Carlos Iván Páez Rueda Departamento de Electrónica Pontificia Universidad Javeriana Resumen En este artículo se presenta una metodología de diseño de amplificadores de bajo ruido (LNA 1 ) en la banda de UHF, optimizada para una operación en banda angosta, basado en una escogencia apropiada del punto de operación en polarización, modelado del elemento activo a través de los parámetros S y el diseño apropiado de las redes de acople para obtener la figura de ruido mínimo y la ganancia máxima bajo condiciones de estabilidad. De igual forma, se presenta un caso de estudio asociado al diseño de un LNA con esta metodología, junto con los principales resultados obtenidos en simulación con la plataforma Ansoft Designer. 1. Introducción La mayoría de las aplicaciones electrónicas en las telecomunicaciones modernas, están centradas en la capacidad de utilizar el ambiente inalámbrico como canal transparente de comunicaciones. La razón para el uso de estas tecnologías es la transparencia para el usuario, la portabilidad y la ubicuidad. Entre estas aplicaciones se destacan los sistemas celulares en las bandas 800MHz y 1.8GHz, aplicaciones Wi-Fi y Bluetooth en las bandas de 2.4 GHz y 5.8 GHz, WiMax en las bandas 3.5 GHz, aplicaciones de RFID en la banda de 860 y 960 MHz, aplicaciones de GPS (Global Position System) en la banda 1.4 GHz. La principal aplicación de los amplificadores de bajo ruido (LNA) consiste en amplificar la señal recibida en el front de Radio Frecuencia (RF) [1 5] en 1 En este artículo se seguirá la regla que las nomenclaturas provienen de su equivalente en Ingles

2 los sistemas de recepción en equipos inalámbricos, como los teléfonos celulares en los cuales la señal recibida es muy baja (típicamente en el rango de -110 dbm y -70 dbm [6]) y debe ser amplificada antes de demodulación. Un diagrama en bloques de un receptor típico de este tipo de sistemas se muestra en la figura1. Figura 1. Diagrama en bloques de un Receptor de equipos inalámbricos. Tomado de [6] Durante la integración del LNA al sistema de recepción, el diseñador tiene que lidiar con diversos compromisos entre la figura de ruido (NF), la ganancia, la linealidad, el acople de impedancia y la disipación de energía [6,7]. En general, para que el amplificador sea considerado como un LNA, éste debe cumplir al menos ciertos umbrales en la figura de ruido (NF), la ganancia, la estabilidad y el acople [6 9]. En este contexto, el diseño de LNA debe contemplar otras variables adicionales como bajo costo, tamaño reducido, bajo peso y baja disipación de potencia [1, 2, 9, 10]. Independiente del contexto de la aplicación de un LNA, las metodologías tradicionales de diseño presentadas en la literatura, consisten básicamente en asegurar simultáneamente el cumplimiento de la NF y el acople de entrada requeridos. Un estudio comparativo de algunas metodologías de diseño orientadas para lograr este objetivo se presenta en [10]. Otra metodología menos convencional orientada al diseño de LNA en aplicaciones inalámbricas, propone disminuir el consumo de energía a través de la reducción del consumo de corriente o la tensión de alimentación, minimizando el impacto sobre sus demás parámetros de merito [11, 12]. Con el desarrollo de aplicaciones novedosas que involucran tecnologías de banda ancha, normalmente implementadas con modulación OFDM, ha surgido una propuesta de diseño de LNA en la cual el objetivo fundamental es aumentar el ancho de banda del amplificador y su linealidad, sacrificando desempeño en la NF y ganancia [3, 4, 9]. Finalmente, debido a la migración de equipos portátiles de comunicaciones inalámbricas a las banda de WLAN, se han presentado algunos trabajos en los que el diseño del LNA y la antena son considerados como elemento constitutivo denominado ALNA (Active Integrated Antenna with Low Noise Amplifier) [13]. En la literatura se dispone de un número considerable de diseños e implementaciones de diferentes topologías de LNA en diferentes tecnologías como SiGe, Bipolar, GaAs, MMIC, SOI CMOS y microcinta [1 6, 10 15]. En el marco del proyecto Diseño e implementación de un sistema de amplificación lineal para modulación ASK en la banda UHF liderado por el Grupo de Investigación en Telecomunicaciones (SISCOM), de la Pontificia Universidad Javeriana, se emprendió un estudio sistemático de las metodologías de diseño de LNAs. Como resultado parcial de éste estudio, se propone una metodología de diseño aplicada para la banda de UHF (300MHz-3GHz). En la primera parte de este documento se presenta la topología general de un LNA y una propuesta de metodología de diseño. En la segunda parte se presenta un caso de estudio con sus resultados simulados, en la plataforma de software Ansoft Designer. Finalmente, en la última parte se presentan las conclusiones de los investigadores. 2. Metodología de diseño de un LNA en UHF El propósito fundamental de la metodología propuesta en éste artículo, es orientar el diseño de un LNA de banda angosta en tecnología de microcinta para la banda de UHF, que permita sintetizar el circuito a partir de un criterio de optimización particular, definido a partir de unos requerimientos específicos de NF, ganancia, acople de impedancia y estabilidad. 2

3 2.1. Topología general de un LNA En la figura 2 se presenta el diagrama de bloques general de un LNA. Se utiliza como herramienta principal de modelado del transistor su matriz de dispersión S = [S i j ]. La topología general consiste de una etapa de polarización, de un elemento de ganancia, de una red de acople a la entrada (IMN) y una red de acople a la salida (OMN) Metodología de diseño propuesta Figura 2. Diagrama general de un amplificador en RF, tomado de [16]. La metodología planteada debe seguir sistemáticamente los siguientes pasos: Escogencia del transistor y elección de la polarización. Un primer paso para la elección del transistor es definir la topología de amplificador que se adapte a los requerimientos de diseño. En general, existen dos tipos de topologías según la prioridad del diseño: topologías de conmutación y topologías lineales. La primera familia de topologías es apropiada en el caso que la eficiencia requerida sea alta, como es típicamente en amplificadores de muy alta potencia. La segunda familia de topologías es apropiada cuando la NF o la linealidad del amplificador sean la prioridad, como el caso de amplificadores cuya entrada son modulaciones basadas en OFDM. Como se trata de un diseño en alta frecuencia, los parámetros presentes en la hoja de especificaciones del componente típicamente son: los parámetros S=[Sij], la MAG (Maximum Available Gain), y el factor de Rollet (k). Estos parámetros son los que permiten analizar en primera medida la factibilidad del diseño con un determinado transistor Diseño del circuito de polarización. Una vez seleccionado el transistor y punto de operación de la polarización, se procede al diseño de la etapa de polarización. El circuito de polarización debe garantizar de forma simultánea un punto de operación estable y un determinado aislamiento de la etapa de RF. La Fig. 3 muestra un ejemplo básico de polarización del amplificador basado en tecnología de microcinta pasivo. Los condensadores y las líneas de transmisión (LxTx) funcionan como un reemplazo a las bobinas de choque para crear la separación entre la polarización y la etapa RF, evitando las dificultades de utilizar inductancias en alta frecuencia. Una análisis comparativo de los diferentes esquemas de polarización se encuentra en [16, 17] Evaluar las zonas de estabilidad y la máxima ganancia disponible. El paso que le sigue al diseño de la polarización, es el análisis de la estabilidad del transistor [16, 17]. Las condiciones para que un transistor sea incondicionalmente estable son (1) y (2): k = 1 S 11 2 S S 12 S 21 > 1 (1) = S 11 S 22 S 12 S 21 < 1 (2) En caso de que una de estas condiciones no se cumpla, hay que considerar en el diseño de las redes de acople las condiciones de estabilidad del transistor, para evitar posibles oscilaciones. Una herramienta para evaluar las condiciones de estabilidad son los denominados círculos de estabilidad, que se pueden graficar en una carta 3

4 Figura 3. Circuito de Polarización. de Smith siguiendo las ecuaciones propuestas por [17]. A través de estos círculos, se pueden observar los valores de los índices de reflexión (Γ) a la entrada Γ in y la salida Γ out del sistema (ver figura 2) y localizar las zonas inestables de operación. Comparando el valor de la MAG en las condiciones seleccionadas con los requerimientos de ganancia del diseño, se debe analizar la factibilidad del uso del transistor escogido Primera evaluación de los círculos de ganancia y ruido constante. En este punto inicia un proceso de selección del punto de operación según la intersección entre los círculos de ganancia constante con los círculos de figura de ruido constante, para encontrar los puntos en donde mejor se satisfacen ambas especificaciones. En este paso, se calculan los coeficientes de reflexión (Γ S M, Γ L M) que producen máxima transferencia de potencia y mínima NF, mediante las ecuaciones (3), (4) y (5) presentadas en [16, 17]. Γ S M = B 1 ± B 2 1 4C2 1 (3) Γ L M = B 2 ± B 2 2 4C2 2 (4) 2C 1 2C 2 NF = F min + 4R nz 1 0 Γ s Γ opt 2 (1 Γ s 2 ) Γ s Γ opt 2 (5) Donde, B 1 = 1 S S 11 2 (6) B 2 = 1 S S 22 2 (7) C 1 = S 11 S 22 (8) C 2 = S 22 S 11 (9) Siendo F min, R n y Γ opt características del transistor y Z 0 corresponde a la impedancia de referencia Análisis de los círculos de VSWR para cada uno de los puntos que cumplen las condiciones de ganancia y ruido. La siguiente etapa es el análisis sistemático de los requerimientos del diseño, en cuanto al acople de impedancias a la entrada y a la salida del amplificador. Estos parámetros usualmente se especifican a partir de un valor determinado de la relación de onda estacionaria (VSWR), este análisis se realiza a partir de las ecuaciones (10), (11), (12) y (13). A partir de los puntos de operación válidos encontrados previamente, se genera un espacio de búsqueda. Finalmente, de acuerdo a una función de costos sintetizada previamente, se realiza una búsqueda exhaustiva para encontrar los puntos subóptimos. Γ a = Γ in Γ s 1 Γ in Γ s (10) Γ b = Γ out Γ L 1 Γ out Γ L (11) (V SWR) in = 1 + Γ a 1 Γ a (12) (V SWR) in = 1 + Γ b 1 Γ b (13) Diseño de los acoples óptimos de entrada y salida. El último paso consiste en tomar el valor de los coeficientes de reflexión a la entrada y salida encontrados y diseñar para estos los acoples a entrada y salida correspondientes. 4

5 3. Caso de estudio A continuación se detalla el diseño de un amplificador LNA con la metodología propuesta, a una frecuencia de operación de 900MHz, con unas especificaciones de V SWR in y V SWR out máximo de 2.5, ganancia mayor a 10dB y figura de ruido máximo de 3dB Escogencia del transistor y elección de la región de operación En la tabla 1 se observan los datos suministrados por el fabricante del transistor NE A partir de estos datos, se determina que en el rango cercano a la frecuencia de operación (900MHz) el transistor tiene una MAG superior al valor de ganancia requerido. El riesgo de esta elección, es operar cerca a una región donde el transistor deja de ser incondicionalmente estable. Generalmente los fabricantes no entregan datos para todas las frecuencias ni para todas las posibles polarizaciones que se puedan diseñar, así que una limitante de este tipo de diseño está en gran medida en la disponibilidad de los datos suministrados para el componente. Los fabricantes también suelen proveer dos tipos de modelos para trabajar con simuladores, una aproximación por medio de un modelo no lineal, en la cual se modela como un componente ideal y elementos concentrados parásitos. Otro tipo de modelo consta de una tabla de datos con mediciones experimentales más específicas de los parámetros S que el simulador debe interpolar. Estos modelos suelen contener información de la figura de ruido Diseño del circuito de polarización Un circuito típico de polarización se observan en la 3. Para calcular los valores de las resistencias, se tiene en cuenta que se necesita garantizar el punto de operación de polarización escogida (V ce = 6V y I c = 5mA). Posteriormente se diseña el circuito para cumplir con la polarización seleccionada, teniendo en cuenta que valores de resistencias muy altos, le agregan naturalmente más ruido al sistema y valores muy bajos aumentan el consumo de potencia del sistema. El circuito de polarización diseñado observa en la figura 4, añadiendo las inductancias de choque y las capacitancias que bloquean el DC. Tabla 1. Fragmento de hoja de especificaciones 3.3. Evaluar las zonas de estabilidad y la máxima ganancia disponible Se toman como valores de diseño los suministrados en el modelo dado por el fabricante en un archivo tipo *.s2p, los datos de los parámetros S se importan en dispositivos de dos puertos para utilizar las herramientas de diseño de LNA provistas por Ansoft Designer (como Smith Tool ) y se analiza su estabilidad. Aplicando (1) y (2) se encuentra (14): k = 0,9229 = 0,5059 (14) Por tanto el circuito es potencialmente inestable pues k<1. La máxima ganancia estable [17] es MSG = S 21 S 12 = 18.03dB. 5

6 Figura 4. Circuito final de Polarización. Con estos resultados se puede concluir que es factible diseñar el amplificador para cumplir los requerimientos a pesar que sea potencialmente inestable. En la figura 5 se pueden observar las regiones en donde el transistor es potencialmente inestable graficadas en la carta de Smith por medio de Smith Tool. Figura 5. Círculos de estabilidad 3.4. Primera evaluación de los círculos de ganancia y ruido constante Máxima Transferencia de Potencia. Se calculan los acoples para los cuales se da la condición de máxima transferencia de potencia a la entrada y a la salida a partir de (6), (7), (8) y (9), con lo que: C 1 = 0,2612 C 2 = 0,5514 B 1 = 0,4413 B 2 = 1,0669 (15) A partir de (15), (3) y (4) se obtienen los valores de coeficientes de reflexión para máxima transferencia, los cuales son: Γ ml = 0, ,102i Γ ml = 0, ,783i (16) Al graficar en plano del generador Γ ms con la herramienta Smith Tool (figura 6), se observa que los valores calculados quedan sobre los círculos de ganancia máxima en ambos planos, correspondiente a 17.93dB, valor del MSG calculado en el simulador y en el límite de los círculos de estabilidad a la entrada y a la salida. 6

7 Figura 6. Valores para máxima transferencia Optimización Ruido. Para hallar el coeficiente de reflexión que minimiza la figura de ruido, es necesario estimar algunos parámetros del transistor ( F min, R n, Γ opt y Z 0 ). De forma típica el fabricante solo entrega registros de estos datos para algunas frecuencias, cuando se trabaja con la herramienta Smith tool, el simulador interpola estos valores para obtener el comportamiento de la figura de ruido a otras frecuencias. A partir de (5) e interpolando los parámetros del transistor a la frecuencia de operación del amplificador (900 MHz), se pueden graficar distintos círculos de figura de ruido incluyendo el punto de mínima figura de ruido, como se observa en la figura 7. Figura 7. Valor óptimo para minimizar ruido. Figura 8. Compromisos de Ruido vs Ganancia. Análisis Preliminar de Ganancia Vs. Ruido. En la figura 8, se puede analizar la relación entre los círculos de ruido constante y los círculos de ganancia constante. Para la ganancia máxima estable de 17.93dB, es imposible tener una figura de ruido dentro de las especificaciones del diseño. A partir de las especificaciones del diseño se toma la decisión de sacrificar ganancia para disminuir figura de ruido. Un punto apropiado para empezar la creación del espacio de búsqueda es la intersección entre la ganancia de 10dB y el NF de 1.5dB Análisis de los círculos de VSWR para cada uno de los puntos que cumplen las condiciones de ganancia y ruido Para la creación del espacio de búsqueda se fija un valor de VSWR a la entrada. A partir de este valor y el valor subóptimo Γ L obtenido en el paso anterior, se pueden calcular n valores de Γ s que producen dicho V SWR. Para 7

8 cada uno de estos valores, a su vez, se puede calcular el V SWR a la salida. Este procedimiento se repite para m valores de V SWR deseado, con lo que se obtiene un espacio de búsqueda de m n posibles puntos de operación. Finalmente, se busca el punto óptimo de acuerdo a la función de costos creada a partir de las especificaciones. En este caso particular se generó un espacio de búsqueda de 100x10 posibles puntos de operación. La búsqueda exhaustiva fue programada en una hoja de cálculo de Excel, con lo que se seleccionó un punto de operación subóptimo, el cual se grafica en el plano del generador en la figura 9. De igual forma, en la Tabla 1 se presentan los valores finales obtenidos con el punto de operación escogido. Tabla 2. Obtenidos por el proceso de optimización. Parametro Valor Γ s 0, ,2407i Γ out 0,412 0,2945i V SWR out 2,04 Γ L 0, ,112i Γ in 0, ,2948i V SWR in 1,9 G T 15,058 NF 1,47 db 3.6. Diseño de los acoples óptimos de entrada y salida Figura 9. Punto de operación subóptimo elegido. Los acoples de entrada y de salida del transistor, se diseñaron usando las herramientas del software Ansoft designer, con una tecnología de microcinta y un substrato taconic RF-35, basándose en una topología de stub sencillo. Otras técnicas de acople se presentan en [16, 17]. Los movimientos que se realizaron en la carta de Smith para el diseño de los acoples se ilustran en la 10. (a) Acople de la entrada. (b) Acople de la salida. Figura 10. Diseño de los acoples. 4. Resultados de la simulación del LNA diseñado Para verificar el cumplimiento de las especificaciones propuestas para el amplificador, se realizó una simulación utilizando Ansoft Designer, con los datos finales de diseño, con un barrido en frecuencia centrado en 8

9 la frecuencia de operación, utilizando el modelo del transistor suministrado por el fabricante y el modelo en microcinta de los acoples diseñados. En la figura 11 se muestran los resultados de los parámetros de merito analizados en la metodología de diseño (NF, Ganancia, V SWR) y en la tabla 3 se resumen estos valores en la frecuencia de operación. (a) V SWR in y V SWR out (b) Factor de Ruido y G 21 Figura 11. Resultados del barrido en frecuencia de los parámetros del LNA. Tabla 3. Resumen de los parámetros de desempeño del LNA en la frecuencia de operación. Parametro Valor Parametro Valor Parametro Valor Parametro Valor V SWR out 2,04 V SWR in 1,9 G T 15,058 NF 1,47 db 5. Conclusiones El diseño de LNA es un problema complejo, que requiere un análisis sistemático para lograr resultados exitosos. No existe, en general, una única metodología que permita orientar el diseño de un amplificador de bajo ruido para cualquier aplicación, por el contrario, parte del proceso de ingeniería consiste en seleccionar desde el principio una metodología apropiada con la aplicación final del dispositivo. Uno de los puntos convergentes en las metodologías de diseño de LNA, es el uso sistemático de herramientas tipo CAD, para soportar el proceso de diseño dada la sofisticación y utilización de herramientas gráficas como la carta de Smith. La metodología novedosa propuesta permite generar de forma sistemática un espacio de búsqueda en el que generalmente aparecen puntos de operación subóptimos que cumplen con las restricciones del problema. Es importante resaltar que el criterio del diseñador juega un papel fundamental en el proceso de optimización, dado que una escogencia incorrecta del punto inicial de operación resulta en un espacio de búsqueda inválido. En el corto plazo el grupo de investigación en telecomunicaciones SISCOM, pretende implementar el LNA presentado en este trabajo dentro de un sistema de modulación ASK, con el propósito de empezar a introducir en la metodología de diseño elementos que permitan garantizar la linealidad de este tipo de amplificadores en un determinado rango dinámico. De igual forma, el grupo SISCOM pretende abordar el tema de diseño de amplificadores de potencia (PA) de RF, para proponer una metodología de diseño de este tipo de dispositivos electrónicos. 6. Agradecimientos Los autores desean dar sus agradecimientos a la Pontificia Universidad Javeriana y al Departamento de Electrónica de dicha universidad, por facilitar los recursos necesarios de Software, Hardware y personal para realizar a cabo la presente investigación. 9

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11 Carlos Iván Páez Rueda. Ingeniero Electrónico egresado de la Pontificia Universidad Javeriana, Bogotá, Especialista en Investigación y Docencia, Universidad Sergio Arboleda, Bogotá, Magíster en Eléctrica con énfasis en Comunicaciones, Universidad de los Andes, En 1997 se vinculó como ingeniero de proyectos en el área inalámbrica en Colsago Com. En 1999 se vinculó como director de ingeniería y líder de proyectos relacionados con el diseño y optimización de redes inalámbricas en Tes América Andina. En el 2000 inició sus estudios de profundización científica en el área de las comunicaciones. En el 2002 trabajó como consultor e investigador en diferentes empresas y universidades de Colombia. En el 2004, se vinculó como gerente del área de inalámbricos de la Dirección de Expansión en EPMBOGOTA S.A. E.S.P. En el 2006, se vinculó a la Pontificia Universidad Javeriana como profesor de planta del Departamento de Electrónica, sección Comunicaciones. Actualmente se desempeña como profesor de planta en el Departamento de Electrónica y director del grupo de investigación en telecomunicaciones (SISCOM) en dicha universidad, donde trabaja en las áreas de Teletráfico, Comunicaciones Inalámbricas y Hardware en Radio Frecuencia. 11