Amplificadores de potencia

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1 Amplificadores de potencia Clasificación de los amplificadores de potencia Tradicionalmente se consideran amplificadores de potencia aquellos que por manejar señales de tensión y corriente apreciables no pueden ser analizados mediante la búsqueda de un punto de trabajo y la aplicación del modelo de pequeña señal correspondiente. A continuación se presenta una clasificación de los amplificadores de potencia según su campo de aplicación, agrupando los que poseen características similares. 1) Amplificadores para control (continua a 100Hz, carga: motor) 2) Amplificadores de baja frecuencia (hasta 100 KHz) 2.a) Amplificadores para equipos de sonido (carga: altavoz) 2.b) Amplificadores telefónicos (carga: línea) 3) Amplificadores de transmisión (hasta MHz, carga: línea) 4) Amplificadores de vídeo (tensiones altas, corrientes moderadas, carga hi-z) 5) Amplificadores de emisión (RF, sintonizados, clases B y C) En este tema se estudian los amplificadores del grupo 2.a, y en particular, los amplificadores que entregan potencias de salida moderadas (1 W a 50W). Estructura general de un amplificador de potencia os amplificadores de potencia suelen recibir en su entrada una señal con una amplitud comprendida entre décimas de voltio y varios voltios. Esta señal procede de una etapa amplificadora anterior (generalmente un circuito de control de volumen, balance y tono o ecualización), capaz de suministrar exclusivamente corrientes de pequeño valor (menos de 1mA). Por lo tanto, la impedancia de entrada debe ser superior a unos 5K, siendo valores típicos de 10K a 100K. Para obtener una potencia en la carga de varios vatios, el amplificador debe ser capaz de entregar en su salida tensiones eficaces entre varios voltios y decenas de voltios. Además, como las cargas suelen ser de baja impedancia (p. ej. altavoces) deben entregar corrientes de hasta varios amperios.por lo tanto, la señal recibida debe ser amplificada tanto en tensión como en corriente. Puesto que los amplificadores de potencia se caracterizan por poseer un comportamiento fuertemente no lineal, es necesario utilizar realimentación negativa para mantener los niveles de distorsión dentro de un margen razonable. a realimentación negativa facilita también la obtención del ancho de banda necesario (20Hz a 20 KHz para audio). Cuando la carga es un altavoz, es necesario que el amplificador posea una resistencia de salida muy baja. De esta forma se obtiene un fuerte amortiguamiento de la membrana del altavoz 1

2 (efecto de freno eléctrico). a utilización de una realimentación negativa intensa con muestreo de tensión en la salida y resta de tensiones en la entrada (la más empleada en estos amplificadores) hace que la resistencia de salida sea en la práctica inferior a 0.1 Ω, al tiempo que la de entrada suele ser elevada. Un error muy extendido consiste en afirmar que "la impedancia de salida de un amplificador de potencia debe ser igual (o conjugada si R no es resistiva) a la impedancia de la carga conectada". Esta condición, que se deriva del teorema de Thêvenin sobre la máxima transferencia de potencia carece de sentido planteada de esta forma. Obviamente, para un generador con una resistencia interna determinada, la carga que obtiene la mayor potencia (siempre que el generador la soporte) es aquella de valor igual a la resistencia interna del generador. Ahora bien, si se parte de un determinado valor de la resistencia de carga, a menor resistencia interna del generador, mayor potencia entregada en la carga. Sin embargo, sí tiene sentido asignar un valor idóneo de la carga, con el que se puede aprovechar el margen dinámico de tensiones y corrientes que el amplificador es capaz de entregar. a estructura tradicional de un amplificador de potencia responde al siguiente diagrama de bloques. a cadena de amplificación la constituyen diversas etapas que se agrupan en dos bloques: Amplificador de tensión Amplificador de corriente V 1 2 Vf Z Diagrama de bloques de un amplificador de potencia de audio 1) Amplificador de tensión. Suele preceder al amplificador de corriente. Actualmente se suele realizar empleando amplificadores operacionales rápidos (p.ej. B-FET). De esta forma el producto ganancia ancho de banda es de al menos unos 5 MHz y el slew rate de al menos 10 V/ µs con lo que se puede obtener la ganancia necesaria manteniendo el ancho de banda de 20 KHz. 2) Amplificador de corriente. Constituye la etapa de salida. Se suele realizar con circuitos del tipo seguidor de emisor, Darlington o pseudo-darlington, de tipo complementario o casi complementario. También es posible utilizar el montaje en emisor común. El amplificador incluye un bucle de realimentación negativa que incluye a los dos bloques amplificadores. Cuando la carga se acopla mediante condensador, se emplean al menos dos lazos de realimentación, uno acoplado en continua (para estabilizar el punto de trabajo) y otro acoplado en alterna (para rebajar el polo introducido por el condensador de acoplo del altavoz y mejorar el resto de características AC). Si el lazo acoplado en continua no desacopla la alterna, también contribuye a mejorar las características AC. 2

3 Bloque amplificación del nivel de corriente as diferentes etapas de salida (amplificadoras de corriente) utilizadas responden al esquema genérico simplificado de la figura 4.2. E1 1 V R E2 2 Estructura de una etapa de salida simétrica El circuito se alimenta con una fuente simétrica. E1 y E2 representan elementos activos amplificadores de corriente (p.ej. E1 un transistor PNP y E2 un transistor NPN, ambos en configuración seguidor de emisor). a carga se conecta entre el nodo de unión de E1 y E2, y masa. El triángulo situado a la izquierda de los elementos activos representa el circuito que controla la conducción de E1 y E2 (driver). Todos los circuitos que se basan en la estructura anterior se caracterizan porque la corriente en la carga es la diferencia entre las corrientes que entregan los elementos activos, siempre que 1 y 2 se definan con el sentido indicado en la figura. = 1-2 Si se realiza la aproximación de considerar que los elementos activos pueden llegar a comportarse como cortocircuitos en su estado de máxima conducción, se tiene: V max = Vcc ; V min = por lo que V ppmax = 2 Vcc Para señales senoidales, V efmax = Vcc/ 2 P max = Vcc 2 /(2 R ) y para continua o una onda cuadrada, V max = Vcc Pmax= Vcc 2 /R es decir, el doble que en el caso de la senoidal. Esta sencilla expresión permite determinar las tensiones de alimentación mínimas necesarias para obtener una determinada potencia (señal senoidal y cuadrada respectivamente) en la carga, si se conoce la resistencia de la carga. A continuación se muestran algunos ejemplos de amplificadores de corriente simétricos. El más utilizado es que emplea dos transistores bipolares complementarios en seguidor de tensión. 3

4 R B V R R A D1 D2 R E1 V R E2 R a ventaja del seguidor de emisor es la buena linealidad de su característica de transferencia, mientras el transistor permanece en activa. El esquema de la izquierda corresponde a un amplificador en clase B, dado que con = 0 ambos transistores están en corte. El circuito de la derecha representa un amplificador en clase A-B. En este caso, los diodos D 1 y D 2 así como las resistencias R A, R1 R E1 y R E2 determinan la corriente de reposo (= 0 => ambos transistores en activa con pequeña corriente de T3 emisor). Es importante resaltar el efecto estabilizador que RB3 ejercen R E1 y R E2 sobre esta corriente, frente a cambios de temperatura (apreciables en una etapa de potencia) y a RA RE3 RE1 dispersión de características de los transistores. El T5 R posicionamiento de los diodos sobre el mismo disipador que los transistores contribuye a una mayor estabilidad térmica. RE2 Cuando se precisa una mayor ganancia de corriente se puede sustituir cada transistor por un montaje Darlington. Si no se dispone de transistores PNP de potencia con características complementarias a los NPN, se puede utilizar el circuito de la figura al pié de la página anterior, que emplea una Darlington formado por T 3 y T 1 y un pseudo-darlington formado por T 4 y T 2. Este amplificador opera en clase A-B. El transistor T 5 y el potenciómetro R A definen la corriente de reposo (ajustable con R A ). También se pueden utilizar transistores MOS de potencia complementarios. a figura siguiente representa la estructura básica de un amplificador en clase B (izquierda) y en clase A-B (derecha). RB4 RC4 T4 4

5 RG R RA T3 RS1 R RS2 os transistores MOS presentan dos ventajas frente a los bipolares. En primer lugar, su ganancia en corriente es elevada (teóricamente infinita, aunque en la práctica limitada si se desea una respuesta rápida). En segundo lugar presentan una conmutación mucho más rápida y limpia (comportamiento resistivo) que los bipolares (extracción de minoritarios). Como principal desventaja cabe citar su falta de linealidad en la función de transferencia D = f(v GS ), lo que sin embargo no es importante cuando se utilizan como seguidores de fuente. En el circuito de clase A-B se determina la corriente de reposo mediante la elección de los valores de R S1 y R S2 y el ajuste de R A. Todos los circuitos vistos hasta ahora se basan en la utilización de seguidores de tensión. Este montaje es muy adecuado como amplificador de corriente, presenta una impedancia de entrada elevada, una impedancia de salida reducida (incluso antes de cerrar el lazo externo de realimentación) y su ganancia en tensión próxima a la unidad garantiza una buena linealidad. Aunque su ganancia de tensión es próxima a la unidad, la excursión de salida (V pp ) queda reducida con respecto al caso ideal (2 Vcc) debido a las caídas de tensión en las uniones base-emisor (bipolares) y entre puerta y fuente (MOS). Este efecto es especialmente importante en el caso de los MOS de potencia, en donde la tensión puerta-fuente umbral suele estar en torno a los 4V, y aún se precisan valores mayores para obtener corrientes de drenador del orden de amperios (p.ej. V GS = 8 V). a solución más simple a este problema consiste en aumentar la tensión de alimentación, pero esto presenta dos problemas. Primero, el aumento de excursión se logra a cambio de una mayor disipación en los transistores. Segundo, si el bloque de ganancia en tensión se realiza con un operacional, el aumento de la tensión de alimentación está limitado por la tensión máxima que éste pueda soportar (Vcc= 18 V para la mayoría de los operacionales). Para aumentar la excursión de salida puede recurrirse a la utilización del método Bootstrap (realimentación positiva). Este método consiste en alimentar el circuito de polarización (driver) con una tensión V B superior a Vcc, obtenida a partir de la tensión de saida V. a siguiente figura muestra un ejemplo práctico del circuito Bootstrap. El circuito representado debe combinarse con el del amplificador darlington. En reposo, el condensador C B se carga a una tensión próxima a Vcc. Cuando V crece hacia Vcc, la tensión V B también crece. Si V se acerca a (situación en que se vería limitada la excursión), la tensión V B es mucho 5

6 mayor que Vcc, compensando las caídas de tensión en los transistores. Es posible utilizar un circuito simétrico para la excursión negativa. RB R1 CB al colector de T5 de la salida V Circuito Bootstrap para aumentar la excursión de salida Otra solución a esta situación consiste en hacer que el bloque amplificador de corriente sea capaz de conseguir también una cierta (aunque sea pequeña) ganancia de tensión (aunque el primer bloque siga siendo el encargado de la mayor parte de la ganancia de tensión del conjunto). Para logralo, los transistores de salida se conectan en montaje de emisor común (o fuente común). Bloque de amplificación del nivel de tensión El bloque amplificador de tensión puede adoptar formas diferentes. En los amplificadores con componentes discretos se realiza con varias etapas, la última de las cuales, un emisor común sin resistencia de emisor, es la responsable de la mayor parte de la ganancia. El resultado inmediato de concentrar la mayor parte de la ganancia en este transistor es la aparición en el mismo de un polo dominante por efecto Mller. El carácter dominante del polo se puede reforzar conectando un condensador de pequeña capacidad entre base y colector. a existencia de un polo dominante debería garantizar la estabilidad del amplificador a pesar de la existencia de una fuerte realimentación negativa. En la actualidad se puede utilizar un amplificador operacional para realizar este bloque. Normalmente se elige un operacional compensado internamente, con un slew-rate elevado (garantía de un ancho de banda suficiente en gran señal). Son adecuados los tipos B-FET como el F356 o el F411. a figura representa un circuito amplificador en clase A-B completo, que emplea un operacional. Con el operacional alimentado con Vcc= 15V (valor máximo recomendado), la potencia senoidal máxima que puede obtenerse es del orden de 8 W sobre una carga de 8Ω y de unos 16 W sobre 4Ω. Estos valores suponen que T 1 y T 2 son capaces de amplificar la corriente lo bastante como para entregar a la carga hasta unos 1,5 A (8Ω) o unos 3A (4Ω) de pico. Salvo que el operacional sea capaz de entregar corrientes de unos 40 ma o T 1 y T 2 posean una beta elevada, esto no es posible. Una posible solución consiste en sustituir los transistores T 1 y T 2 por montajes Darlington. Además de su limitada potencia, este amplificador posee apreciable distorsión de cruce, ya que el paso al corte de T 1 y T 2 no es suficientemente rápido. Si se utilizan Darlingtons, la distrosión es aún mayor. 6

7 R1 C RA RE2 RE1 R R RF1 RF2 Fig Amplificador en clase A-B con operacional Etapas de salida en emisor común (con ganancia adicional de tensión) Según se indicó, existen métodos para salvar la limitación de la excursión de salida impuesta por la utilización de operacionales de baja tensión de alimentación. En este apartado se describen varias soluciones que se basan en utilizar como etapa de salida transistores en configuración de emisor común (o fuente común). El circuito de la figura se basa en el hecho de que la corriente que circula por los terminales de alimentación del operacional se puede considerar formada por una componente constante (corriente de reposo) y una componente de valor igual a la corriente entregada por la salida. Cuando la salida entrega (source) corriente al circuito exterior, ésta procede del terminal de alimentación positiva. Si la salida acepta (sink) corriente, ésta se deriva hacia el terminal de alimentación negativa (sale por este terminal). Mientras la señal de salida se mantiene en niveles bajos, es el operacional el que entyrega la corriente a la carga. as corrientes que atraviesan R B1 y R B2 producen en ellas caídas de tensión insuficientes para polarizar los transistores en activa (p.ej. 0.5 V). Si la tensión de salida se hace positiva de cierto valor, la corriente que circula por la carga (un valor próximo a la máxima que el operacional puede suministrar) es lo bastante grande para provocar una caída de tensión en R B1 capaz de hacer que T 1 entre en zona activa. Para tensiones superiores casi toda la corriente es suministrada por T 1. Un razonamiento similar justifica que para salidas negativas de valor elevado es T 2 y no el operacional el que acepta la mayor parte de la corriente. El funcionamiento corresponde al de un amplificador en clase A-B. 7

8 RB1 C R R RB2 RF1 RF2 El mayor inconveniente de este circuito es que la conmutación de corte a activa y viceversa de los transistores produce distorsión. a excursión de salida se aproxima ahora a 2 Vcc, valor superior al que se obtiene con una salida en seguidor de emisor. Aún así, esta limitada por la máxima tensión que puede soportar el operacional. a resistencia de salida del emisor común es relativamente elevada. Esto implica que mientras la señal es débil (clase A) la resistencia de salida es pequeña. Pero cuando funciona con señales de mayor nivel (clase B) la resistencia aumenta mucho. Sin embargo, esto no debería ser un problema, ya que la fuerte realimentación negativa rebaja la resistencia de salida a un valor muy bajo en ambas situaciones. a siguiente figura (esquema de la izquierda) representa una etapa de salida simplificada con emisores comunes complementarios. a primera característica a resaltar es que, a diferencia de los amplificadores de salida que emplean el seguidor de emisor, se trata de una etapa inversora. a excitación de los transistores se realiza polarizando más o menos la unión base-emisor según el valor de. Con = 0, ambos transistores están en activa. Cuando la tensión crece lleva al corte al transistor T 1, al tiempo que la corriente de T 2 aumenta. 8

9 R1 R1 R2 R k R R3 -k R4 R4 os valores de las resistencias R 1 a R 4 determinan el punto en que se pasa de la clase A a la clase B, y la corriente de reposo. En la práctica, las tensiones de alimentación y presentarán un cierto rizado y otras formas de ruido. a tensión V BE de cada transistor no depende sólo de, sinó también de estas tensiones de alimentación. Esto hace que el circuito tenga un mal factor de rechazo de las tensiones de alimentación (PSRR), apareciendo rizado en la carga. Para evitarlo, es suficiente sustituír las resistencias R 2 y R 3 por generadores de corriente dependientes, según se muestra en el esquema de la derecha. a tensión que polariza la unión B- E de cada transistor sólo depende de k. os generadores de corriente se pueden realizar con transistores bipolares en emisor común con resistencia en emisor (para aumentar la impedancia de salida por colector). a siguiente figura muestra esta solución, así como una nueva variante muy adecuada para la realización integrada del amplificador. Esta variante utiliza espejos de corriente de relación n distinta de la unidad. as bases de los transistores de entrada deben polarizarse adecuadamente. Ambas deben variar conjuntamente con. Entre ellas debe existir una diferencia de tensión para obtener la corriente de reposo deseada. El circuito se puede completar con un amplificador operacional, el ajuste de la corriente de reposo y dos diodos para una mejor estabilidad térmica del valor de esta corriente, como se muestra en la siguiente figura. El bucle de realimentación debe establecerse teniendo en cuenta dos hechos. Primero, la realimentación debe ser negativa. Segundo, la existencia de ganancia de tensión fuera del operacional exige diseñar el circuito para una ganancia en bucle cerrado superior a la unidad (lo que por otra parte es deseable). 9

10 a realización de este último circuito mediante componentes discretos no es aconsejable ya que los espejos de corriente discretos son imprecisos por la dificultad de obtener transistores bien apareados, e inestables por la posible diferencia de temperatura entre ambos. RB1 T3 T3 T5 RE3 RE4 R RE6 RE5 R T4 T6 RB2 T4 2 1 RA T3 T5 1 CD RD D1 RE5 R C D2 RE6 T6 R 1 RB T4 RF1 1 RF2 Fig Amplificador completo con salida en E.C. 10

11 Relaciones de potencia en clase A, clase B y clase A-B. En este apartado se realiza un estudio simplificado del comportamiento de las etapas de salida amplificadoras de corriente, funcionando en los diferentes modos: A, B y A-B. El objetivo principal es determinar para estas configuraciones la curva de potencia disipada (P D ) en función de la potencia entregada a la carga (P ). E1 1 V R E2 2 Fig Etapa de salida simétrica El estudio se puede hacer bajo diferentes condiciones de señal. Se consideran dos casos que corresponden a excitación continua (equivale a onda cuadrada simétrica) y excitación sinusoidal. EXCTACON CONTNUA: CASE A) a potencia entrgada a la carga puede expresarse como: max 1 2 P = Vo 2 /R ; P max = Vcc 2 /R = Vcc max Para que el funcionamiento sea en clase A en todo el margen de señal en la carga, la corriente de cada elemento sólo puede anularse cuando es máxima en el otro, situación que corresponde a: V V = Vcc ; P = P max. Corrientes en clase A a figura del margen derecho representa las corrientes 1 e 2 en todo el margen de excursión de salida. En esta gráfica se observa que: = cte.= max. Como el comportamiento es simétrico, es suficiente estudiar el intervalo de tensiones de salida: 0 < V < Vcc. a potencia consumida de la alimentación es: 11

12 P T = Vcc 1 + () (- 2 )= Vcc ( )= Vcc max = P max a expresión anterior indica que en todo momento se consume una potencia igual a la potencia máxima entregable a la carga (potencia nominal del amplificador). a potencia disipada es: P max P D P D = P T - P = P max - P a figura de la derecha representa esta relación. Se observa que la mayor disipación se produce en reposo (con 1 = 2 = max /2). CASE B) P max Relación de potencias en clase A P En un amplificador en clase B, la corriente de reposo es nula. Además se cumple: > 0 1 = ; 2 = 0 max 1 2 < 0 1 = 0 ; 2 = - a figura de la derecha muestra la dependencia de 1 e 2 con. - max max a potencia consumida en este caso es: Corrientes en clase B P T = Vcc = Vcc P / R, y la potencia en la carga: P = V, de donde la potencia disipada puede expresarse como: P D = Vcc P / R - P = P max P - P siguiente figura (página siguiente)., cuya representación gráfica se muestra en la 12

13 P P D max P P max Relación de potencias en clase B El máximo de P D se encuentra en P = P max /4: dp D /dp = P max / (2 P ) - 1 = 0 2 P = P max ; P = P max /4, y el valor del máximo es también P max /4: P Dmax = P max P max / 2 - P max / 4= P max / 4 El valor de P Dmax en clase B es la cuarta parte del obtenido en clase A. CASE A-B) El amplificador en clase A-B tiene un comportamiento mixto. Con potencias en la carga muy pequeñas funciona en clase A, con: max 1 2 P maxa = maxa 2 R = 4 o 2 R corriente en reposo., siendo o la a figura de la derecha representa la dependencia de 1 e 2 con respecto a. - max -2 o 2 o clase B 2 o clase A clase B max Corrientes en clase A-B a curva de la potencia disipada P D en función de la potencia en la carga P posee dos tramos que corresponden a las zonas de trabajo en clase A y clase B respectivamente. Esta curva se muestra en la siguiente figura (página siguiente). En la zona de clase A, la potencia consumida es constante, y su valor coincide por lo tanto con la potencia consumida en reposo Po: P T = Vcc 2 o ; Po= 2 Vcc o 13

14 P DA = Po - P a potencia disipada es: Esta recta corta al eje de abscisas en un valor P = Po. Sin embargo, el tramo válido de esta recta llega sólo hasta la intersección con la curva de clase B en P maxa. a zona de clase B equivale a la estudiada anteriormente: P DB = P max P - P 0.25 En el punto de intersección (P = P maxa ) ambos valores de P D deben coincidir: k=.1 k=.25 k= Relación de potencias en clase A-B P P D max 1 P P max P DA = P DB Po= P max P maxa P maxa = Po 2 / P max = 4 Vcc 2 o 2 / (Vcc max ) Simplificando, y llamando k (relación de reposo) al cociente 2 o / max : P maxa = 4 Vcc o 2 / max = k 2 Vcc o = k Po a relación entre la potencia máxima de las zonas de clase A y de clase B o global (en la carga) es: P maxa / P max = k 2 Vcc o / (Vcc max )= k 2 y la relación entre potencias disipadas: P DmaxA = Po ; P DmaxB = P max / 4 P DmaxA / P DmaxB = 4 Po / P max = 4 Po / (P maxa / k 2 )= 4 k Esta expresión indica que la potencia máxima disipada tiene lugar en la zona de clase B mientras k < Un valor de k= 0 representa el caso extremo en que el amplificador es clase B (Po= 0). Si k= 1, el amplificador es un clase A. En el diseño práctico de amplificadores en clase A-B es usual elegir un valor reducido de o, lo que restringe a un mínimo la zona de trabajo en clase A (k << 1). a siguiente figura representa la curva obtenida mediante simulación de un amplificador en clase A-B práctico, para tres valores diferentes de o. as características de este amplificador son: P max = 25 W (senoidal) P max = 50 W (continua o cuadrada) Vcc= 23 V R = 8 Ω (resistiva) max = 2.5 A 1) o= 36 ma (P 0 = 1.7 W, k=.03) (El valor de k se calcula como 2 o / max ). 2) o= 100 ma (P 0 = 4.6 W, k=.08). 3) o= 255 ma (P 0 = 11.7 W, k=.2). 14

15 Se observa que el paso de la zona de clase A a la de clase B es progresivo presentando una cierta curvatura. Esto se debe a que los elementos activos E 1 y E 2 pasan de corte a activa de forma gradual. a figura 4.21 muestra el efecto de este fenómeno sobre las corrientes. 18W PD (W) 16W 14W ZONA DE CASE B W W 8W 6W 0 4.6W W P (W) PD P Curvas PD-P de un amplificador práctico max max max clase B clase A clase B Corrientes 1 e 2 de un amplificador práctico EXCTACON SENODA) El estudio con excitación sinusoidal es más complejo en el caso de la clase A-B. Esto se debe a que el comportamiento es lineal a tramos, y al variar con el tiempo el valor instantáneo de la tensión de salida, el funcionamiento atraviesa los diferentes tramos. En vez de realizar un análisis detallado, se presentan los resultados obtenidos por simulación de un circuito real. Se recuerda que para una misma Vcc, la potencia máxima en la carga con señales senoidales es la mitad de la que se obtiene con excitación continua. El amplificador simulado es el mismo que el utilizado para obtener las curvas con excitación continua. 15

16 a siguiente figura muestra las curvas de PD para tres corrientes de reposo diferentes: 1) o= 36 ma 2) o= 100 ma 3) o= 255 ma P D P Potencia disipada para excitación senoidal (simulación) 16

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