SEMICONDUCTORES. PRACTICA 1 DIODOS RECTIFICADORES 1.1 Diodo rectificador de onda completa 1.2 Puente rectificador de onda completa

Transcripción

1 SEMICONDUCTORES PRESENTACION. PRACTICA 1 DIODOS RECTIFICADORES 1.1 Diodo rectificador de onda completa 1.2 Puente rectificador de onda completa PRACTICA 2 OTRAS APLICACIONES DEL DIODO 2.1 Doblador de voltaje 2.2 Circuito recortador 2.3 Fijador de nivel PRACTICA 3 POLARIZACION 3.1 Polarización del transistor PRACTICA 4 AMPLIFICADOR CON TRANSISTOR BJT 4.1 Amplificador de voltaje con ganancia de 10 PRACTICA 5 AMPLIFICADOR CON J-FET 5.1 Amplificador de voltaje con ganancia de 10 PROYECTO FINAL AMPLIFICADOR MULTI-ETAPAS - AMPLIFICADOR DE 4 ETAPAS EXPOSICIÓN - DOS CIRCUITOS QUE CONTIENEN TRANSISTORES.

2 PRESENTACIÓN 2

3 INTRODUCCIÓN El presente reporte ha sido elaborada con el propósito de mostrar lo realizado durante el curso, posteriormente los conocimientos adquiridos serán aplicados en las distintas áreas de Electrónica. La información recopilada en este reporte corresponde al mismo orden del desarrollo temático del programa PRACTICA 1 DIODOS RECTIFICADORES El funcionamiento de este diodo, a grandes rasgos es la siguiente: En la zona directa se puede considerar como un generador de tensión continua, tensión de codo ( V para el silicio y V para el germanio). Cuando se polariza en inversa se puede considerar como un circuito abierto. Cuando se alcanza la tensión inversa de disrupción (zona inversa) se produce un aumento drástico de la corriente que puede llegar a destruir al dispositivo. Este diodo tiene un amplio margen de aplicaciones: circuitos rectificadores, limitadores, fijadores de nivel, protección contra cortocircuitos, demoduladores, mezcladores, osciladores, bloqueo y bypass en instalaciones fotovoltaicas, etc. Cuando usamos un diodo en un circuito se deben tener en cuenta las siguientes consideraciones (a partir de las hojas de características suministradas por el fabricante): 1. La tensión inversa máxima aplicable al componente, repetitiva o no (V RRR máx. o V R máx., respectivamente) ha de ser mayor (del orden de tres veces) que la máxima que este va a soportar. 3

4 2. La corriente máxima en sentido directo que puede atravesar al componente, repetitiva o no (I FRM máx. e I F máx. respectivamente), he de ser mayor (del orden del doble) que la máxima que este va a soportar. 3. La potencia máxima que puede soportar el diodo (potencia nominal) ha de ser mayor (del orden del doble) que la máxima que este va a soportar Parámetros característicos de un rectificador Corriente media directa: Es la máxima intensidad media que puede circular en sentido directo. Corriente de pico directa: Máxima intensidad de pico que puede circular en sentido directo en forma de impulsos periódicos. Máximo impulso de corriente: Es la máxima intensidad que puede circular en sentido directo en forma de impulsos no periódicos. Tensión inversa de pico: Máxima tensión de polarización inversa que puede ser aplicada a la unión PN de los diodos. FILTRADO La salida de cualquiera de los rectificadores anteriormente expuestos debe ser modificada para que se aproxime lo más posible a una corriente continua pura. Para ello se utiliza un filtro (tipo paso bajo) para así aplanar los impulsos rectificados. Factor de rizado La señal obtenida en la salida de un sistema de alimentación no es totalmente constante como sería de esperar, ya que los filtros no consiguen aplanar totalmente la señal de salida. Esta señal podemos considerarla como el resultado de superponer una corriente alterna a una corriente continua. A la componente alterna de la señal rectificada se le denomina rizado. La cantidad de rizado que aparece a la salida de un filtro se expresa por un coeficiente que recibe el nombre de factor de rizado, el cual es igual a la relación existente entre el valor eficaz de la tensión de rizado y la tensión continua de salida (Vs media). Se suele expresar en tanto por ciento, y podemos considerar óptima (siempre 4

5 dependiendo de las aplicaciones) una señal de salida con un factor de rizado menor del 10%. Por tanto, el factor de rizado responde a la fórmula (%) Fr = 100xVr/Vs media La tensión de rizado Vr dependerá del tipo de rectificador utilizado, media o doble onda, y del filtro empleado. 1.1 DIODO RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA El rectificador de doble onda, también denominado onda completa, está formado por dos rectificadores de media onda que funciona durante alternancias opuestas de la tensión de entrada El secundario del transformador tiene en su punto intermedio una toma conectada a masa, obteniéndose así dos tensiones iguales y desfasadas 180 grados que se aplican alternativamente a los ánodos de cada diodo. Cuando llega el semiciclo positivo a un diodo, al otro le llega el semiciclo negativo, con lo cual uno conduce y el otro no, y viceversa. Consecuentemente siempre habrá un diodo conduciendo, obteniéndose en la salida únicamente semiciclos positivos En este circuito tenemos Vs = Vmáx / 1,41 Vs media =2Vmáx / PI Aplicaciones. Se usan en sistemas de todos los equipos de comunicación, teniendo un gran rendimiento y posibilidad de proporcionar una gran gama de tensiones con corrientes moderadas. Se utilizan mucho para la carga de baterías porque así se evita el peligro de la saturación del núcleo del transformador. Filtro a condensador en el rectificador de doble onda En este caso, el efecto producido por el condensador es el mismo, pero el tiempo de descarga se reduce a la mitad y consecuentemente la magnitud de los impulsos de corriente disminuye. 5

6 La tensión de salida del circuito y la corriente serán idénticas a las obtenidas en el rectificador de media onda; ahora bien, al ser el doble la frecuencia de los semiciclos que llegan al condensador, la tensión de rizado será menor y se obtendrá una tensión más constante. Armar el circuito de rectificador de onda completa y medir lo siguiente: 1. Medir voltaje AC en el primario y secundario del transformador rectificador. 2. V CD en primario y secundario del transformador. 3. Voltaje de corriente alterna en cada uno de los diodos. 4. Voltaje de corriente directa en los extremos de los diodos. 5. Voltaje de DC en la carga. 6. Voltaje de AC en la carga. 7. Medir voltaje pico con osciloscopio. 8. Dibujar forma de onda de voltaje en la carga. 6

7 9. Medir voltaje de DC y AC con un filtro de 100µf. 10. Medir voltaje de P.P de rizo con osciloscopio. 11. Medir voltaje de DC y AC con filtro de 1000µf. (en la carga) 12. Medir voltaje de P.P de rizado con el osciloscopio. Forma de onda de rizado en el osciloscopio. Valores Medidos Valores Medidos con Valores con el Multímetro el Osciloscopio Calculados y/o Nominales Punto 1 Primario: Primario: Primario: 7

8 Voltaje de ca en el primario y secundario del transformador Punto 2 Voltaje de cd en el primario y secundario del transformador Punto 3 Voltaje de ca en los diodos 122.8Vca Secundario: 11.7Vca Primario: 0V Secundario: 0V Vd1: 6.75V ca Vd2: 6.75V ca Vp Secundario: 32.15Vp Primario: 0V Secundario: 0V Vd1: 15.66Vp Vd2: 15.63Vp 110V Secundario: 24V Primario: 0V Secundario: 0V Vd1: 12V Vd2: 12V Punto 4 Voltaje de cd en los extremos de los diodos Punto 5 Voltaje de cd en la carga Punto 6 Voltaje de ca en la carga Punto 7 Voltaje pico con osciloscopio Vd1: 7.54V dc Vd2: 7.61V dc Vd1: 9.5Vp Vd2: 9.5Vp Vd1: 10V Vd2: 10V 9.15V cd 12.58Vp 10.82V 4.97V ca 6.67Vp 6V 9.12 V 8.75Vp Punto 9 Voltaje de cd y ca con filtro de 100µf 12.15Vcd 2.15V ca. 16.3Vp cd 1.25Vp ca V Punto 10 Voltaje de p.p de rizo con osciloscopio. Punto 11 Voltaje de cd y ca con filtro de 1000µf en la carga. Punto 12 Voltaje p.p de rizado con el osciloscopio V cd..33v ca. 8Vp cd V Vpp 7.43 V 8

9 1.2 PUENTE RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA Son cuatro rectificadores de media onda conectados en la forma indicada en el circuito. En este rectificador las fórmulas y el tipo de aplicaciones son las mismas que en el anterior, aunque debemos tener en cuenta que la tensión de salida será 0,6 voltios inferior pues al haber dos diodos conduciendo la caída de tensión será ahora de 0,6+0,6. Sin embargo, la ventaja que presenta es que el transformador no necesita toma intermedia y que la tensión inversa se reparte entre dos diodos en cada semiciclo, no sobre uno sólo como en el circuito anterior Armar el circuito de rectificador de onda completa y medir lo siguiente: 1. Medir voltaje AC en el primario y secundario del transformador rectificador. 2. Voltaje de DC en primario y secundario del trasformador. 3. Medir voltaje de AC en cada uno de los diodos. 4. Medir voltaje de CD en los extremos de los diodos. 5. Medir el voltaje de DC en la carga 6. Medir el voltaje de AC en la carga 7. Medir voltaje pico con el osciloscopio. 8. Dibujar forma de onda de voltaje en la carga. 9

10 9. Medir voltaje de AC y DC con un filtro de 100µf (con Multímetro). 10. Medir voltaje de P.P de rizo con osciloscopio. 11. Medir voltaje de CA y DC con filtro de 1000µf. 12. Medir voltaje de P.P de rizado con el osciloscopio. Forma de onda de rizado. 10

11 Punto 1 Voltaje de ca en el primario y secundario del transformador Punto 2 Voltaje de cd en el primario y secundario del transformador Punto 3 Voltaje de ca en los diodos Punto 4 Voltaje de cd en los extremos de los diodos Punto 5 Voltaje de cd en la carga Punto 6 Voltaje de ca en la carga Punto 7 Voltaje pico con el osciloscopio. Valores Medidos con el Multímetro Primario: 122.8V Secundario: 11.7V Primario: 0V Secundario: 0V Vd1: 6.75V Vd2: 6.75V Vd3: 6.22V Vd4: 6.22V Vd1: 4.54V Vd2: 4.61V Vd3: 4.61V Vd4: 4.57V Valores Medidos con el Osciloscopio Primario: Vp Secundario: 12.14Vp Primario: 0V Secundario: 0V Vd1: 6.20Vp Vd2: 6.21Vp Vd3: 6.20Vp Vd4: 6.22Vp Vd1: 5.78Vp Vd2: 5.69Vp Vd3: 5.45Vp Vd4: 5.84Vp Valores Calculados y/o Nominales Primario: 127V Secundario: 12V Primario: 0V Secundario: 0V Vd1: 12V Vd2: 12V Vd3: 12V Vd4: 12V Vd1: 10V Vd2: 10V Vd3: 10V Vd4: 10V 9.15V 10.58Vp 10.82V 4.97V 5.23Vp 6V 8.75V p 8.92V Punto 9 Medir ca y cd con filtro de 100µF 12.15Vcd 2.15Vca 12.52V 1.95V ca Punto 10 Voltaje de p.p de rizo con osciloscopio. Punto 11 Voltaje de ca y cd con filtro de 1000µf Punto 12 Voltaje pico a pico de rizado con el osciloscopio. 7.95V 8.00V p.p 8.26V 14.32V cd.33v ça 14.35V.35V.132V p.p.215 V 11

12 2.1 DOBLADOR DE VOLTAJE PRACTICA 2 OTRAS APLICACIONES Un circuito multiplicador de tensión está formado por diversos rectificadores de media onda y condensadores dispuestos especialmente para entregar una tensión múltiplo de la recibida en su entrada. En el caso de un doblador, la tensión en la salida será, en principio, el doble de la tensión máxima de la señal de entrada Cuando llega el semiciclo negativo, el primer diodo conduce pues queda polarizado directamente y se carga el primer condensador a la tensión máxima de entrada; durante este tiempo no conduce el segundo diodo. En el semiciclo positivo no conducirá el primer diodo, pues queda polarizado inversamente y se comportará como un circuito abierto, siendo el segundo diodo el que permitirá la conducción ya que está polarizado directamente y consecuentemente se cargará el segundo condensador (que es donde se toma la tensión de salida). Esta tensión de carga será la suma de la tensión en la entrada más la del primer condensador, siendo así la tensión total en la salida el doble de la señal máxima de entrada. Vsalida=2xVentrada máxima Si seguimos disponiendo diodos y condensadores iremos haciendo que la tensión de salida sea el triple, cuádruplo, etc. de la señal alterna de entrada. 12

13 CIRCUITO RECORTADOR O LIMITADORES Limitadores de tensión o recortadores son circuitos que emplean como elemento fundamental el diodo. Su misión es recortar la señal de entrada en un cierto sentido según se disponga el diodo y una tensión continua auxiliar. Podemos distinguir dos tipos de recortadores: Recortadores a un nivel y recortadores a dos niveles. Ejemplo 1 Limitadores a un nivel 13

14 Semiciclo positivo de la tensión de entrada: Cuando la tensión de entrada es menor que la tensión de la batería, el diodo queda polarizado inversamente (circuito abierto), con lo cual la tensión de salida es igual a la tensión de entrada (Vs=Ve). Cuando la tensión de entrada es mayor que la tensión de la batería, el diodo queda polarizado directamente (cortocircuito), siendo ahora la tensión de salida igual a la de la batería (Vs=5v). Semiciclo negativo de la tensión de entrada: Tanto si la tensión de entrada es mayor o menor que la tensión de la batería, el diodo se encontrará polarizado inversamente (circuito abierto) y la tensión en la salida será igual a la de la entrada (Vs=Ve). REALIZAR EL CIRCUITO RECORTADOR A DOS NIVELES 14

15 Semiciclo positivo de la tensión de entrada: Cuando la tensión de entrada es menor que la tensión de las baterías, los diodos quedan polarizados inversamente y la tensión de salida es igual a la tensión de entrada (Vs=Ve). Cuando la tensión de entrada sea mayor que la de las baterías, el diodo 1 se polariza inversamente y el diodo 2 directamente, así que la tensión en la salida será la de la batería 2 (Vs=5v). Semiciclo negativo de la tensión de entrada: Si la tensión de entrada es menor que las de las baterías, los diodos 1 y 2 quedarán polarizados inversamente y la tensión en la salida será la de entrada (Vs=Ve). En el caso de que la tensión de entrada sea mayor, el diodo 1 queda polarizado directamente y el diodo 2 inversamente; la tensión en la salida será la de la batería 1 (Vs=5v). 2.3 FIJADOR DE NIVEL Lo que hace el circuito fijador de nivel es agregar una componente de corriente continua a la señal a la forma de la señal original que ha sido respetada y lo que ha sucedido es un desplazamiento vertical de dicha señal. El primer semiciclo negativo del voltaje de entrada el diodo se enciende. El capacitor de carga a Vp con la polaridad que se muestra en la figura. Ligeramente después del pico negativo el diodo se apaga. La constante de tiempo RLC se hace deliberadamente mucho mayor que el periodo T de la señal de entrada. Por esta razón el capacitor permanece casi completamente cargado durante el tiempo de apagado del diodo. En primera aproximación el capacitor actúa como una batería. 15

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17 PRACTICA 3 POLARIZACION 3.1 POLARIZACION DE UN TRANSISTOR Introducción El transistor unipolar es un elemento cuya resistencia interna puede variar en función de la señal de entrada aplicada; esta variación provocada hace que sea capaz de regular la corriente que circula por el circuito en el que se encuentra conectado. Está formado por la unión de tres pastillas semiconductoras (N o P) unidas entre sí, siendo la central diferente a las de los extremos; de este modo, podemos encontrar transistores NPN o PNP. La pastilla central es la base y es la más pequeña de todas, y las de los extremos son el emisor y el colector (mayor que la del emisor). El emisor está fuertemente dopado de portadores, y su misión es inyectarlos en la base. La base está ligeramente impurificada (menos dopada), y es por aquí por donde pasan los portadores que proceden del emisor camino del colector; de esta manera se crea una corriente. El colector está más dopado que la base, pero menos que el emisor, siendo éste quien recoge los portadores que vienen del emisor y no ha recogido la base. En todo transistor se cumple, respecto a tensiones y corrientes, lo siguiente: Vcb + Vbe = Vce Ic + Ib = Ie 17

18 Además, como un parámetro muy importante, tenemos que: B (beta o hfe) = Ic/Ib Y es la ganancia de corriente colector-base cuando la resistencia de carga es nula. Polarización Consiste en conseguir las tensiones adecuadas en cada punto del circuito, las corrientes deseadas y el punto de reposo (o trabajo) Q. Todo lo anterior implica conectar los transistores a ciertas resistencias que, por medio de las caídas de tensión producidas en ellas, lograrán establecer los valores pretendidos, así como su estabilidad. Todo esto se hará a partir de tensiones continuas. Recta de carga estática Será una recta situada en el primer cuadrante que cortará a las curvas Ic = f (Vce) --corriente de colector función de la tensión colector-emisor--. Para obtener los dos puntos que definen la recta, plantearemos la ecuación de la malla de colector en el circuito que estemos analizando, haremos Ic = 0 y obtendremos Vce (punto de corte con el eje horizontal y máxima tensión que se puede aplicar). A continuación hacemos Vce = 0 y obtendremos Ic (punto de corte con el eje vertical y máxima corriente que nos puede proporcionar). Punto de trabajo Siempre está situado en la recta de carga y dentro de alguna curva, especificando una cierta corriente de colector Ic y una determinada tensión colector-emisor Vce. Para obtener el punto de trabajo Q plantearemos tres ecuaciones: La de la malla de base, la de la malla de colector y por último la ecuación del transistor Ic = B x Ib. Posteriormente veremos aplicaciones de lo anterior en diversos circuitos de aplicación. 18

19 Zonas de trabajo Dependiendo de la posición del punto de trabajo, podemos distinguir tres zonas: Zona de corte, zona activa y zona de saturación. Zona de corte En esta zona siempre tendremos Ib = 0, Ic = 0, Vce = Vcc. El transistor se comporta prácticamente como un circuito abierto. * Zona activa Aquí es donde el transistor suele trabajar, siendo la zona en donde el transistor amplifica, cumpliéndose Ic = B Ib, Vce = 0,6v (0,2v para el caso de transistores de germanio). * Zona de saturación El transistor se comporta aproximadamente como un cortocircuito. Vce = 0,2v, Ibsat > Ib, Icsat = B Ibsat, Ic = Icsat Configuraciones básicas Son las siguientes: Emisor común: La entrada es por la base y la salida por el colector. Base común: Entrada por emisor y salida por colector. Colector común: Entrada por base y salida por emisor. 19

20 Polarización por divisor de tensión en base (auto polarización) El mecanismo eléctrico de este circuito es muy eficaz y se desarrolla del siguiente modo: Si suponemos un aumento de Ic, la caída de tensión en Re aumenta y contrarresta el aumento de la corriente Ic porque se produce un descenso en la tensión de polarización de base Vbe. R1 y R2 son las resistencias que hacen variar el punto de trabajo Q y consecuentemente la zona de trabajo. Obtención del punto Q: Ecuación de corrientes: Ie = Ic+Ib Malla de colector: Vcc-Vce = IcRc+(Ic+Ib)Re Ecuación de tensión en base: Vbb = Vcc R2/(R1+R2) Rb = R1R2/(R1+R2) Malla de base: Vbb-Vbe = IbRb+(Ic+Ib)Re Ecuación del transistor: Ic = BIb (suponemos B = 110) Se pueden realizar circuitos de polarización en los que las posibles desviaciones de los parámetros de los transistores tengan menor importancia. Todos ellos se basan en la presencia de realimentaciones de continua y el mejor ejemplo es el circuito de la figura 4 que es, por otra parte, el más utilizado en circuitos con transistores discretos. Las resistencias R 1 y R 2 se conocen como resistencias de polarización, R E es la resistencia de emisor y la resistencia R L es la resistencia de carga. Dado que la potencia de la batería se distribuye entre el transistor y la carga en el circuito de la figura 2, es evidente que existe una pérdida de potencia al incluir una resistencia en el emisor en el circuito de la figura 4. 20

21 Ahora la potencia de la batería ha de distribuirse entre la carga R L (R L I C 2 ), el transistor (V CE I C ) y la resistencia de emisor (R E I E 2 ), por lo que el valor de esta ha de ser pequeño. El circuito se analiza mejor si se substituye R 1 y R 2 por su equivalente Thevenin, como se refleja en la figura 5. Ahora R B = R 1 //R 2 y V BB = V CC x R 2 /(R 1 +R 2 ). Las ecuaciones de las mallas serán: Estas ecuaciones en conjunto con las ecuaciones (3) resuelven tanto el problema directo como el inverso. Habrá de considerarse también que I E = I C + I B. En el caso del problema inverso se puede obtener una solución aproximada si se desprecia el efecto Early y se supone V BE = 0.7V. En este caso: En el caso del problema directo existen infinitas soluciones para cada punto de operación y hacen falta más criterios para definir unívocamente los valores de las resistencias. Para obtener esos criterios hace falta conocer las expresiones de las impedancias de entrada y de salida del circuito, puesto que son factores determinantes del funcionamiento del amplificador y además muy dependientes de la elección de las resistencias. Veremos estas expresiones más adelante. Otro factor determinante en las resistencias de polarización es la estabilidad del circuito. Tenemos en principio la estabilidad térmica, que se consigue haciendo la resistencia de emisor grande y R B (paralelo de R 1 y R 2 ) lo más pequeña posible, aún cuando estos dos factores estropearán de forma importante las características del amplificador. 21

22 Otra cuestión es la estabilidad del circuito frente a un posible cambio del transistor. Nos interesa que la corriente de colector I C sea lo más independiente posible de IS y de BF, de forma que las dispersiones de estos parámetros tengan el mínimo efecto en el punto de operación. La primera ecuación de (5) puede escribirse de la forma: Donde se ha supuesto que por estar en zona activa I B <<I C y por lo tanto I C I E. Está claro que si queremos un valor de I C determinado únicamente por los parámetros externos y no por el transistor deberíamos conseguir que los términos R B I B y V BE sean despreciables frente a R E I C. Para ello necesitamos un valor grande del primer término de la ecuación (7) y consecuentemente de R E. Es decir R 2 >R 1, R B pequeño y R E grande. Por las razones de pérdida de eficiencia en potencia del amplificador no se puede hacer R E demasiado grande frente a R L. Típicamente se escoge un valor para R E del orden del 10% de R L. La determinación exacta de R B vendrá casi siempre elegida por la impedancia de entrada. De acuerdo a lo visto anteriormente: Material y equipo utilizado: -Una fuente de 12V -Generador de funciones -Osciloscopio -Transistor BC547-4 Resistencias de: -670 ohms -120 ohms -22k -160k 22

23 DESARROLLO: CALCULOS NOMINAL REAL Beta B = 200 B = 247 Vcc=Vce + ic (Rc+Re) 12= 8 + 5mA (Rc+Re) 12-8/5mA = Rc + Re Rc + Re = 800 ohms Rc = 670 ohms Rc = 670 ohms Re = 120 ohms Re = 120 ohms Rb = Rc(B+1)/10 Rb =670(248)/10 = K VBB = Vbe + Ie Re VBB = mA (120) VBB = 1.3 V R1 = Rb/1-(VBB/Vcc) R1 =16.6/1-(1.3/12) = 18.63K R2 = Vcc/VBB (Rb) R2 = 12/1.3 (16.6K) = K R1 = Rb/1-(VBB/Vcc) R1 =16.6/1-(1.3/12) = 18.63K R2 = Vcc/VBB (Rb) R2 = 12/1.3 (16.6K) = K R1 = 22Kohm R2 = 160Kohm R1 = 22Kohm R2 = 160Kohm 23

24 PRACTICA 4 AMPLIFICADOR CON TRANSISTOR BJT El principal problema que nos encontramos es la falta de valores de los elementos pasivos de polarización, por lo tanto carecemos de un punto de partida a partir del cual podamos ir calculando los demás valores significativos del circuito. Por lo tanto lo que se hará es seguir el método clásico de análisis de circuitos transistorizados que trabajan como amplificadores por tanto supondremos que están trabajando en su zona activa para así realizar su misión, de esta forma despejaremos los valores mas significativos para nosotros (ganancia, resistencia de entrada ) y los dejaremos en función de los parámetros del circuito, de esta forma podremos ver como se relacionan unos con otros y así ver cual puede ser la solución mas óptima. Hay que hacer una observación, el valor de la fuente de alterna es de 20 mv y este valor de tensión es el que cae en la conexión base emisor del transistor por lo tanto siempre estaremos violando la condición de pequeña señal que establece que VBE (MAX) no debe de sobrepasar los 10 milivoltios para que el transistor trabaje en una zona cuasi lineal de forma que no haya distorsión. Luego partimos de la base de que con esta configuración siempre vamos a tener una distorsión más o menos significativa debido al elevado valor de pico de la fuente de alterna. Hechas estas consideraciones pasaremos a realizar el análisis clásico de este amplificador. La configuración amplificadora más usada del transistor bipolar es la de emisor común. Se denomina así porque la señal de entrada se introduce entre base y emisor y la señal de salida se obtiene entre colector y emisor, de modo que el emisor es el punto común de referencia para ambas señales. En la siguiente figura se muestra la red de polarización del transistor en una etapa de emisor común tal como se estudió en el apartado teórico de esta práctica. 24

25 Recuerde que las resistencias R 1, R 2, R C y R E fijan el punto de operación del transistor. La fuente V s introduce la señal que va a ser amplificada y el condensador C 1 actúa como un condensador de acoplo que impide que la introducción de la fuente de pequeña señal (V s ) altere el punto de polarización determinado mediante las resistencias (a efectos de la tensión de continua este condensador es un circuito abierto). El condensador C 2 tiene la finalidad de ocultar la resistencia R E a efectos de la amplificación de la señal, es decir, que a la frecuencia de la señal prácticamente está cortocircuitando a R E con el objetivo de aumentar la ganancia, mientras que en continua es como si fuera un circuito abierto y por tanto la resistencia R E actúa mejorando la estabilidad del punto de operación y por tanto de la ganancia frente a variaciones de los parámetros del transistor. Análisis en continua Procederemos ahora a realizar el análisis en continua de la malla de salida del amplificador para obtener la recta de carga, y visualizar su dependencia con los elementos pasivos cuyo valor desconocemos Aplicando la ley de Kirchoff de los voltajes tenemos: IC = -( Vcc - Vce )/Rc. Donde desconocemos el valor de la resistencia de emisor. 25

26 a. b. c: Al realizar el análisis en corriente continua, se eliminan todas las fuentes de señal alterna y sustituiremos los componentes por su equivalente para continua. En corriente continua, el circuito de entrada ejerce un control sobre el circuito de salida. La aplicación por excelencia, posiblemente se encuentra en el concepto de amplificación: bajo determinadas condiciones podemos conseguir que la corriente de colector sea proporcional a la corriente de base. Para terminar con nuestro análisis debemos suponer que ahora aplicamos una señal al circuito y veremos cómo varía el punto Q En la figura vemos un ejemplo, donde se muestra el punto Q en ausencia de señal y cómo varía con la aplicación de una señal de entrada. 26

27 Es importante verificar bien el lugar de ubicación del punto Q, dado que si queremos que el transistor opere en la zona activa y polarizamos a éste en un punto Q cercano a la zona de saturación, corremos el riesgo de que cuando le aplicamos una señal de entrada, Q se desplace hacia la zona de saturación, dejando la zona activa. Para evitar este problema conviene analizar siempre antes la variación de Q en nuestro transistor y verificar que no salga de la región donde queremos que trabaje. Análisis de Corriente Alterna Los transistores tienen un modelo equivalente que permite aplicar los métodos tradicionales de análisis de circuitos (mallas, nodos). Estos modelos se obtienen del estudio de las ecuaciones que rigen el comportamiento de los transistores. Existen varios modelos para simular el comportamiento del transistor en alterna, él más popular es el modelo en parámetros h. Para realizar el estudio en alterna, cortocircuitaremos las fuentes de tensión de voltaje continuo, consideraremos los condensadores cortocircuitos, (gran capacidad), y utilizaremos el modelo de pequeña señal del transistor. Esto se muestra en el esquema de la figura: 27

28 De nuevo aplicando la ley de Kirchoff de los voltajes en la malla de salida obtenemos la ecuación de la recta de carga en alterna. Esta recta de carga debe de pasar por el punto de trabajo (Icq, Vceq) por tanto la ecuación que nos queda es: (RcRL/ (Rc+RL))(Vce-Vceq)=Ic-Iceq Operando y simplificando podemos comparar el valor absoluto de las dos pendientes. 28

29 Llamaremos Mac a la pendiente en alterna y Mdc a la de continua obteniendo los siguientes resultados Mac= 1+1/RC Y Mdc=1/RC, de esta comparación podemos inferir que la pendiente de alterna siempre va a ser mayor que la de continua para cualquier valor de la resistencia de colector. Esto nos lleva a pensar que por el lado derecho del punto de trabajo Vceq la que nos va a limitar antes es la pendiente AC. Procederemos a calcular los parámetros de pequeña señal, es decir, la impedancia de entrada y de salida, la ganancia en tensión, y la resistencia de base del transistor. El valor de la impedancia de entrada del amplificador es Zin= (R1//R2//rpi), (rpi=hie) la impedancia de salida vale Zout=RC, la ganancia es un parámetro laborioso de calcular que depende de la de las resistencias de colector y de carga de beta y de rpi su ecuación es: GV=-(Bib (RC//RL))/rpi de esta expresión se deduce que la ganancia se hace mas grande cuando RC se hace pequeña. Optimización del diseño Una vez halladas las expresiones de los parámetros en pequeña señal nuestro próximo paso será el de obtener la máxima excursión de la señal sin distorsión para ello debemos de recurrir a las rectas de carga en alterna del circuito que son las que nos caracterizan el comportamiento del transistor Las dos rectas las representaremos en la figura: 29

30 En esta gráfica los puntos más significativos para nosotros son el voltaje colector emisor de polarización VceQ, el valor Vce2 en el que Ic=0, es decir el valor de tensión C-E en que el transistor se corta debido a la tensión de alterna y continua. Por último nos interesa el tercer valor que limita la excursión de la señal, es decir, el valor de tensión C-E en que el transistor entra en saturación, esto se produce cuando la corriente de colector tiene un valor de IC=VCC/RC llamemos a este valor VCE1 que está situado a la izquierda del punto de trabajo. Por lo tanto con estos datos sustituimos en la ecuación de la recta de carga en alterna y despejamos Vce1 y Vce2 quedando las siguientes expresiones en donde hemos sustituido RL=1K. VCE1=VCEQ (VCEQ/ (1+RC)) VCE2=-(VCEQ+VCC)/ (1+RC) + VCEQ Bien, de momento tenemos los puntos que limitan la excursión de la señal, sin embargo, no conocemos su valor ya que dependen del valor de la resistencia de colector y del punto de polarización que los desconocemos. De todo esto se puede deducir que existen un valor de RC y VCEQ que hacen que la anchura de este margen sea máximo por lo cual tendremos que estudiar la expresión VCE2-VCE1 Cuyo valor es: VCE2-VCE1 =VCC/ (1+RC) 30

31 De este resultado debemos resaltar dos cosas: A) La excursión ya no depende de VCEQ. B) Se logra una mayor excursión disminuyendo RC. Por lo que el valor de RC solo queda limitado por la potencia máxima que puede disipar el transistor. Por lo tanto recurriendo a la expresión de la potencia calcularemos la RC mínima a la cual el transistor no se quema. Sabiendo que VCEQ=VCE1 + ( VCE1-VCE2 )/2 =VCC/2 Para que el transistor no se queme cogeremos la potencia de trabajo como la mitad de la potencia máxima siendo ésta en nuestro transistor real de 0.5 Watt La expresión de la potencia es la siguiente: P (MAX)/2=VCEQICEQ De esta ecuación podemos despejar RC sin problemas y su valor exacto es de 144 ohm, una vez que tenemos el valor de la resistencia podemos calcular la intensidad de colector cuyo valor es de IC=41.6 miliamperios. Con este dato podemos saber también la intensidad de base ya que están relacionados con beta, que en nuestro caso es de 190 teniendo por tanto una IB=0.215 miliamperios. Los valores de las resistencias R1 y R2 calculan fácilmente fijando una de ellas pongamos por ejemplo R1=10K se calcula el equivalente Thevenin y se aplica la L.K.V. como se muestra en la figura: La ecuación que se obtiene es: VCCR2/ (R1+R2)= IBR1R2/ (R1+R2) Obtenemos aquí que R2=0.764K Para terminar el cálculo teórico solo nos queda hallar los valores de los parámetros de pequeña señal, que se obtienen sustituyendo en las expresiones de los apartados anteriores. GV=210, rpi=116.27ohm, ZIN=99ohm, ZOUT=144ohm. 31

32 Los condensadores tendrán una capacidad suficiente para que la frecuencia de corte inferior esté muy alejada de la frecuencia de funcionamiento, por tanto una capacidad de 10 microfaradios para cada uno se considera más que suficiente AMPLIFICADOR DE VOLTAJE CON GANANCIA DE 10 32

33 PRACTICA 5 AMPLIFICADOR CON UN J-FET TRANSISTOR FET (JFET). En este reporte estudiamos aplicaciones del JFET, del MOSFET en modo de empobrecimiento y el MOSFET en modo de enriquecimiento. Las aplicaciones principales de un JFET son como fuente seguidora (análoga al emisor seguidor) y conmutador analógico (un circuito que transmite y bloquea señales de CA). MOSFET en modo de empobrecimiento es muy útil como amplificador de muy alta frecuencia (VHF). El MOSFET en modo de enriquecimiento se usa inicialmente como conmutador digital, la espina dorsal de las computadoras. En este reporte se estudian algunas de las ideas básicas que se requieren para entender como esos dispositivos FET se usan en la mayoría de las aplicaciones prácticas. Consideraciones teóricas: Los transistores de efecto de campo proporcionan una excelente ganancia de voltaje, además de presentar la característica de alta impedancia de entrada. También, se trata de configuraciones de bajo consumo de potencia con un buen rango de potencia y de tamaño y peso mínimos. Los dispositivos JFET y MOSFET de decremento pueden utilizarse para diseñar amplificadores que tengan ganancias similares de voltaje. Sin embargo, el circuito con MOSFET decrementa tiene una impedancia de entrada mucho mayor que una configuración JFET similar. Mientras que un dispositivo BJT controla una gran cantidad de corriente de salida (colector) por medio de una corriente de entrada (base) relativamente pequeña, el dispositivo FET controla una corriente de salida (drenaje) mediante un pequeño voltaje de entrada (voltaje en la compuerta). 33

34 Por lo tanto, el BJT generalmente es un dispositivo controlado por corriente y el FET es un dispositivo controlado por voltaje, pero en ambos casos se observa que la corriente de salida es la variable controlada. Debido a la característica de gran impedancia de entrada de los FET, el modelo equivalente de a. c. es más sencillo que el utilizado para el BJT. Así que mientras el BJT tuvo un factor de amplificación (beta), el FET tiene un factor de transconductancia, g m. El FET puede emplearse como un amplificador lineal o como un dispositivo digital en los circuitos lógicos. De hecho, el MOSFET incremental es muy popular en los circuitos digitales, especialmente en los circuitos CMOS que requieren un consumo muy bajo de potencia. Los dispositivos FET también se utilizan en las aplicaciones de altas frecuencias y e las aplicaciones de acoplamiento (interfases). Aunque la configuración de fuente común es la más popular al proporcionar una señal invertida y amplificada, también existen circuitos de drenaje común (fuente seguidor), aunque menos utilizados que proporcionan ganancia unitaria sin inversión, así como circuitos de compuerta común que proporcionan ganancia sin inversión. Al igual que con los amplificadores BJT, las características importantes del circuito como la ganancia de voltaje, la impedancia de entrada y la impedancia de salida. Debido a la muy alta impedancia de entrada, la corriente de entrada por lo general se supone de cero y la ganancia de corriente es una cantidad indefinida. Mientras que la ganancia de voltaje de un amplificador FET es casi siempre menor que la obtenida al utilizar un amplificador BJT, el amplificador FET proporciona una impedancia de entrada mucho mayor que la de configuración de un BJT. Los valores de la impedancia de salida son comparables tanto para los circuitos BJT como para los FET. Las redes de amplificadores FET también pueden analizarse mediante del empleo de programas de computadora. MODELO DE PEQUEÑA SEÑAL DE FET. El análisis en AC de una configuración FET requiere que se desarrolle un modelo de pequeña señal. Un componente muy importante del modelo hará evidente que un voltaje de AC aplicado a las terminales de entrada de la compuerta a la fuente controla el nivel de corriente del drenaje a la fuente. El voltaje de la compuerta a la fuente controla la corriente del drenaje a la fuente (canal) de un FET. 34

35 Un voltaje de DC en la compuerta a la fuente controlaba el nivel de corriente de drenaje mediante una relación conocida como la ecuación de Shockley: I D = I DSS (1-V GS /V p ) 2 El cambio en la corriente del colector que se obtendrá de un cambio en el voltaje de la compuerta a la fuente se puede determinar utilizando el factor de transductancia g m de la siguiente manera: I D = g m V GS El prefijo trans que se aplica a g m en la terminología indica que se establece una relación entre las cantidades de salida y de entrada. El término conductancia es debido a que g m se determina por la relación del voltaje a la corriente, similar a la relación que define la conductancia de una resistor G = 1/R = I/V. Al despejar g m de la ecuación: g m = I D / V GS Si ahora examinamos las características de transferencia de la figura siguiente, se encuentra que g m es en realidad la pendiente de las características en el punto de operación. Esto es: g m = m = y/ x = I D / V GS Al seguir la curvatura de las características de transferencia, resulta bastante claro que la pendiente y por lo tanto g m, se incrementa cuando se pasa desde V p a I DSS. O, dicho en otras palabras, cuando V GS se acerca a cero voltios, se incrementa la magnitud de g m. Análisis de pequeña señal de FET. I D I DSS g m = I D / V GS (pendiente en el punto Q) V p V GS 35

36 Definición de g m utilizando las características de transferencia. La ecuación de g m indica que g m puede determinarse en cualquier punto Q sobre las características de transferencia con solo seleccionar un incremento finito en V GS (o en I D ) cercano al punto Q y luego encontrar el cambio correspondiente en I D (o V GS respectivamente). Los cambios que se obtienen en cada cantidad se sustituyen después en la ecuación de g m para calcularlo. DEFINICIÓN MATEMÁTICA DE g m. El procedimiento gráfico descrito está limitado por la exactitud de la gráfica de transferencia y el cuidado con que pueden determinarse los cambios en cada cantidad. Otro método alternativo establece que, la derivada de la función en un punto es igual a la pendiente de la línea tangente dibujada en dicho punto. Si se toma la derivada de ID respecto a VGS (cálculo diferencial) utilizando la ecuación de Shockley, es posible derivar una ecuación para g m de la siguiente manera: g m = I D / V GS punto Q = di D /dv GS punto Q = d/dv GS [I DSS (1-V GS /V p ) 2 ] g m = 2I DSS [1 V GS /V p ] / V p Donde Vp denota la magnitud, solo con el objeto de asegurar un valor positivo de g m. Como la pendiente de la curva de transferencia es un máximo cuando V GS = 0V. Sustituyendo este valor en la ecuación anterior, se obtiene lo siguiente: g m = 2I DSS / V p [1-0/V p ] g m0 = 2I DSS / V p Donde el subíndice 0 que se añadió recuerda que se trata del valor de g m cuando V GS = 0V. Entonces la ecuación se convierte en: g m = g m0 [1-V GS /V p ] GRÁFICA DE g m EN FUNCIÓN DE V GS. Debido a que el factor [1-V GS /V p ] de la ecuación anterior es menor que 1 para cualquier valor de V GS diferente de cero voltios, la magnitud de g m se reducirá mientras V GS se aproxime a V p y la relación V GS /V p se incrementa en magnitud. Cuando V GS = V p, g m = g m0 (1-1) = 0. La ecuación de arriba define una línea recta con un valor mínimo de cero y máximo de g m como se muestra en la siguiente gráfica. g m (s) 36

37 g m 0 g m 0/2 V p V p /2 0 V GS (V) Gráfica de g m en función de V GS. Esta figura también indica que cuando VGS es igual a la mitad del valor de estrechamiento, g m tendrá únicamente la mitad del valor máximo. EFECTO DE I D SOBRE g m. Puede derivarse una expresión matemática entre g m y la corriente de polarización ID al observar que la ecuación de Shockley puede escribirse de la siguiente manera: 1 V GS = I D / I DSS Al sustituir la ecuación anterior en la expresión de g m. g m = g m0 [1-V GS /V p ] = g m0 I D /I DSS Al emplear esta última ecuación para determinar g m para algunos valores específicos de I D, los resultados son: 37

38 Si I D = I DSS : g m = g m0 I DSS /I DSS = g m0 Si I D = I DSS /2: g m = g m0 I DSS /2 / I DSS = g m0 Si I D = I DSS /4: g m = g m0 I DSS /4 / I DSS = g m0 /2 = 0.5g m0 IMPEDANCIA DE ENTRADA Zi DE FET. La impedancia de entrada de todos los FET disponibles en el mercado es lo suficientemente grande para suponer que las terminales de entrada son similares a un circuito abierto. En forma de ecuación: Zi (FET) = Así, como para un JFET un valor práctico es de 10 9 es un valor característico, un valor entre y es típico de los MOSFET. IMPEDANCIA DE SALIDA Zo DE FET. La impedancia de salida de los FET es similar en magnitud a la de los BJT convencionales. En las hojas de especificaciones de los FET la impedancia de salida aparecerá normalmente como y os con las unidades de S. El parámetro y os es un componente de un circuito equivalente de admitancia y el subíndice o significa un parámetro de salida de la red y s la terminal fuente a la cual está asignada en el modelo. En forma de ecuación: Zo (FET) = r d = 1/ y os Donde: r d = V DS / I D VGS = constante. 38

39 CIRCUITO EQUIVALENTE EN CA DEL FET. El control de Id mediante V gs se encuentra incluido como una fuente de corriente g m V gs conectada desde el drenaje a la fuente, tal como se muestra en la siguiente figura. La fuente de corriente está dirigida desde el drenaje hasta la fuente, esto con la finalidad de establecer un cambio de fase de 180 entre los voltajes de salida y de entrada como sucede en la operación real. Circuito equivalente de CA del FET. La impedancia de entrada está representada por el circuito abierto en las terminales de entrada y la impedancia de salida por medio del resistor r d desde el drenaje hacia la fuente. El voltaje de la fuente se representa por V gs. La corriente es común tanto para los circuitos de entrada y salida, mientras que las terminales de la compuerta y el drenaje solo están en contacto mediante la fuente de corriente controlada g m V gs. También existen situaciones en las que r d se ignora, ya que se supone que es demasiado grande respecto a los demás elementos, así que se aproxima a un circuito abierto, esto se puede emplear para acoplar circuitos amplificadores multietapas con transistores en cascada. 39

40 CONFIGURACIÓN DE POLARIZACIÓN FIJA PARA EL FET. El método que se sigue para especificar las configuraciones del FET es similar al del BJT, además de los parámetros importantes Zi, Zo y Av. para cada configuración. La configuración de polarización fija del FET incluye los capacitores de acoplamiento C1 y C2 que tienen como objetivo eliminar los niveles de CD de la señal, como se muestra en el siguiente circuito. Una vez calculados los niveles de gm y rd a partir del arreglo de polarización de la hoja de especificaciones, o de las características, el modelo equivalente en CA se puede sustituir entre las terminales adecuadas. Ambos capacitores se comportan como corto circuitos debido a la reactancia Xc = 1/(2 fc) es muy pequeña comparada con los otros niveles de impedancia de la red y las fuentes V GG y V DD se hacen cero mediante un corto circuito equivalente. Después se redibuja como sigue y se observa la polaridad definida mediante Vgs, la cual define la dirección de g m V gs. Cuando V gs es negativo, la dirección de la fuente de corriente se invierte. La señal aplicada se representa mediante Vi y la señal de salida a través de R D se representa mediante Vo. Zi: esta figura revela con claridad que: Zi = R G Debido a la equivalencia del circuito abierto en las terminales del FET. 40

41 Zo: Al hacer Vi = 0 como se requiere debido a la definición de ZoVgs se hará cero volts también. El resultado es gmvgs = 0 ma y la fuente de corriente puede reemplazarse mediante un circuito abierto equivalente, la impedancia de salida es: Zo = R D r d Si la resistencia rd es suficientemente grande (por lo menos 10 veces) comparada con RD con frecuencia se aplica la aproximación r d R D R D. Av: la ganancia de voltaje se obtiene resolviendo para Vo en la figura anterior, como: Vo = -g m V gs (rd RD) Pero V gs = Vi Y además Vo = -g m Vi (r d R D ) De manera que: Av = Vo/Vi = -g m (r d R D ) El signo negativo indica un cambio de fase de 180 entre los voltajes de entrada y salida. CONFIGURACIÓN DE AUTOPOLARIZACIÓN DEL FET. La configuración de polarización fija tiene la desventaja de utilizar dos fuentes de voltaje CD. La configuración de auto polarización de la siguiente figura requiere solo una fuente para establecer el punto de operación deseado. El capacitor Cs a través de la resistencia de la fuente es un corto equivalente para CD lo cual permite que Rs defina el punto de operación. Bajo condiciones de CA el capacitor se comporta como corto en los efectos de Rs. Si se deja en CA, se reducirá la ganancia. Redibujando la red: Debido a que la configuración obtenida es la misma, las relaciones de Zi, Zo y Av son las mismas. 41

42 CONFIGURACIÓN DE DIVISOR DE VOLTAJE PARA EL FET. 42

43 La configuración de divisor de voltaje para los BJT también se aplica para el FET: Configuración de FET mediante divisor de voltaje: Al sustituir el modelo equivalente de CA para el FET se obtiene la configuración de la siguiente figura: Reemplazando la fuente V DD por un corto circuito equivalente a tierra una terminal de R 1 y R D. Debido a que cada red tiene una tierra común, R 1 queda en paralelo con R 2, como se muestra en la siguiente figura que representa el modelo híbrido para señal débil del FET. 43

44 Donde: Zi: R 1 y R 2 están en paralelo con el cual se obtiene el equivalente del circuito abierto del FET. Zi = R 1 R 2 Zo: Al hacer Vi = 0 V se fijarán los valores V gs y g m V gs a cero y: Zo = r d R D Av: V gs = Vi Vo = -g m V gs (r d R D ) Av = Vo/Vi = -g m V gs (r d R D ) / V gs. De modo que: Av = Vo/Vi = -g m (r d R D ) Vale mencionar que las ecuaciones para Zo y Av en este tipo de configuración son las mismas que las obtenidas para las configuraciones de polarización fija y autopolarización. La única diferencia radica en la ecuación para Zi que se volvió el paralelo de R 1 y R 2 para esta configuración. Desarrollo: Con las consideraciones teóricas anteriores se procedió a realizar el calculo de la polarización del FET para que nos diera una ganancia de 10 o cercana a esta. 44

45 Utilizando la autopolarización del FET que es la más segura como se aclaro anteriormente. AMPLIFICADOR DE VOLTAJE CON GANANCIA DE 10 CALCULOS Idss= 2ma Vp= -6 Id= Idss (1- (Vgs/Vp)) Idq= 2mA (1-(-3/6))=.5mA 45

46 Rd= 3/.5 ma = 3.3 K ohms V RD = (.5ma)(3.33 K ohms) = 1.66 V Rs= 4.88/.5ma = k ohms R2 =100 K Vg= R2 Vdd/ (R1+R2) = R1= R2 Vdd/Vg R2 = (100 K) (12)/1.8= 566 K ohms Observaciones: En esta práctica pudimos observar que la polarización para FET más estable es la auto polarización pues con esta polarización ya no se depende tanto del transistor. Conclusiones: Podemos llegar a la conclusión de que con los FETs se puede lograr un buen amplificador debido a la estabilidad que proveen y debido a esto la aplicación de estos componentes es cada vez mayor en la electrónica. Y que con los cálculos adecuados se puede llegar a obtener la ganancia deseada para las diferentes aplicaciones que pudiésemos llegar a ocupar. 46

47 PROYECTO FINAL REALIZACIÓN DE UN AMPLIFICADOR DE CUATRO ETAPAS Objetivo: Diseñar y proyectar un amplificador de cuatro etapas, la primera de ellas debe ser un FET o MOSFET en configuración de surtidor común con ganancia Av = 10; la segunda un transistor BJT en configuración de emisor común con ganancia de 5; y la tercera también debe ser un emisor común con ganancia de 5; y la cuarta etapa un transistor en configuración de colector común (seguidor emisor) con ganancia de 1; con un voltaje Vcc de 12 V y una resistencia de carga de 1 Kohms. Consideraciones teóricas: Un amplificador puede estar constituido por una única etapa, sencilla o complicada, o puede utilizar una interconexión de varias etapas. Diversas alternativas de diseño, polarización, acople y realimentación, lo cual determina la topología del amplificador. En un amplificador multietapa, las etapas individuales pueden ser esencialmente idénticas o radicalmente distintas. Las técnicas de realimentación se pueden emplear tanto a nivel individual como a nivel funcional, o en ambos, y con la finalidad de obtener estabilización de la polarización o de la ganancia, reducción de la impedancia de salida, etc. Los amplificadores prácticos de transistores constan por lo general de cierto número de etapas conectadas en cascada. Además de que proporcionan ganancia, la primera etapa o de entrada usualmente se requiere para que proporcione una alta resistencia de con el fin de evitar pérdida del nivel de señal cuando el amplificador se alimenta con una fuente de alta resistencia. En un amplificador diferencial la etapa de entrada debe también proporcionar un gran rechazo en modo común. La función de las etapas intermedias de la cascada de un amplificador es proporcionar el grueso de la ganancia de voltaje. En adición, las etapas intermedias proveen tales otras funciones como la conversión de la señal del modo diferencial al modo asimétrico (de un solo extremo) y el corrimiento del nivel de CD de la señal. 47

48 Finalmente, la función principal de la última etapa o de salida de un amplificador es proporcionar una baja resistencia de salida con el fin de evitar pérdida de ganancia cuando al amplificador se conecta una resistencia de carga de bajo valor. También, la etapa de salida debe sercapaz de suministrar la corriente que requiere la carga de manera eficiente, esto es, sin disipar en forzad indebida una gran cantidad de potencia en los transistores de salida. La carga en el primer amplificador es la resistencia de entrada del segundo amplificador. No es necesario que las diferentes etapas tengan las mismas ganancias de tensión y de corriente. En la práctica, las etapas iniciales suelen ser amplificadores de tensión y la última o las dos últimas con amplificadores de corriente. La ganancia en una etapa se determina por la carga de ésta, que se gobierna por la resistencia de entrada a la siguiente etapa. Por tanto cuando se diseñan o analizan amplificadores multietapa, se inicia en la salida y se continúa hacia la entrada. Acoplamiento a Resistencia y Capacitancia Este acoplamiento permite generalmente cierta economía y reducción en el tamaño, pero importa algún sacrificio de la ganancia. Este método de acoplamiento es particularmente preferido para etapas amplificadoras de audio de bajo nivel y bajo ruido, a efectos de reducir al mínimo la captación de zumbido por campos magnéticos parásitos. En los equipos alimentados a batería, la aplicación del acoplamiento a resistencia y capacitancia (RC) se limita de ordinario al funcionamiento en baja potencia. La respuesta de frecuencias de una etapa con acoplamiento RC normalmente es superior a la que puede obtenerse de las acopladas con transformador. La fig. 2 muestra un circuito de dos etapas con acoplamiento RC, que emplea transistores NPN en la configuración de emisor común. El método de polarización es similar al usado en el circuito de la figura 1. Los componentes adicionales de mayor importancia son las resistencias de carga de colector, RL1 y RL2, y el capacitor de acoplamiento Cc. El valor de Cc debe ser bastante grande, en el orden de 2 a 10 uf, en razón de lo reducido que resultan las resistencias de entrada y de carga. Debe señalarse que el acoplamiento en los circuitos de audio a transistores se verifica normalmente con capacitores electrolíticos; ha de observarse, por lo tanto, la polaridad para asegurar el funcionamiento correcto. 48

49 Ocasionalmente, las excesivas corrientes de fuga a través del capacitor electrolítico de acoplamiento pueden afectar adversamente las corrientes del transistor. El acoplamiento a impedancia es una forma modificada del acoplamiento a resistencia y capacitancia, sque se vale de inductancias para reemplazar los resistores de carga. Este tipo de acoplamiento se utiliza raramente, excepto en aplicaciones especiales donde las tensiones de alimentación son bajas y el costo carece de importancia. Acoplamiento directo El acoplamiento directo se usa principalmente cuando el costo es factor importante. Debe hacerse notar que los amplificadores con acoplamiento directo no son necesariamente amplificadores de CC, es decir, no siempre pueden amplificar señales de CC. La respuesta de baja frecuencia está limitada de ordinario por factores distintos de los relacionados con la red de acoplamiento. En el amplificador de acoplamiento directo, fig. 3, R3 sirve a la vez de resistor de carga de colector para la primera etapa y de polarización para la segunda. Los resistores R1 y R2 introducen estabilidad en el circuito, puesto que la tensión de emisor correspondiente al transistor Q2 difiere sólo unas décimas de volt de la tensión de la tensión de colector del transistor Q1. 49

50 En razón de que se requieren muy pocos componentes en el circuito del amplificador con acoplamiento directo, se logra máxima economía. No obstante, el número de etapas que pueden acoplarse directamente es limitado. Las variaciones por temperatura de la corriente de polarización en una etapa son amplificadas por todas las demás y pueden producirse severas condiciones de inestabil Acoplamiento a Resistencia y Capacitancia Este acoplamiento permite generalmente cierta economía y reducción en el tamaño, pero importa algún sacrificio de la ganancia. Este método de acoplamiento es particularmente preferido para etapas amplificadoras de audio de bajo nivel y bajo ruido, a efectos de reducir al mínimo la captación de zumbido por campos magnéticos parásitos. En los equipos alimentados a batería, la aplicación del acoplamiento a resistencia y capacitancia (RC) se limita de ordinario al funcionamiento en baja potencia. La respuesta de frecuencias de una etapa con acoplamiento RC normalmente es superior a la que puede obtenerse de las acopladas con transformador. La fig. 2 muestra un circuito de dos etapas con acoplamiento RC, que emplea transistores NPN en la configuración de emisor común. El método de polarización es similar al usado en el circuito de la figura 1. 50

51 Los componentes adicionales de mayor importancia son las resistencias de carga de colector, RL1 y RL2, y el capacitor de acoplamiento Cc. El valor de Cc debe ser bastante grande, en el orden de 2 a 10 uf, en razón de lo reducido que resultan las resistencias de entrada y de carga. Debe señalarse que el acoplamiento en los circuitos de audio a transistores se verifica normalmente con capacitores electrolíticos; ha de observarse, por lo tanto, la polaridad para asegurar el funcionamiento correcto. Ocasionalmente, las excesivas corrientes de fuga a través del capacitor electrolítico de acoplamiento pueden afectar adversamente las corrientes del transistor. El acoplamiento a impedancia es una forma modificada del acoplamiento a resistencia y capacitancia, sque se vale de inductancias para reemplazar los resistores de carga. Este tipo de acoplamiento se utiliza raramente, excepto en aplicaciones especiales donde las tensiones de alimentación son bajas y el costo carece de importancia. Acoplamiento directo El acoplamiento directo se usa principalmente cuando el costo es factor importante. Debe hacerse notar que los amplificadores con acoplamiento directo no son necesariamente amplificadores de CC, es decir, no siempre pueden amplificar señales de CC. La respuesta de baja frecuencia está limitada de ordinario por factores distintos de los relacionados con la red de acoplamiento. En el amplificador de acoplamiento directo, fig. 3, R3 sirve a la vez de resistor de carga de colector para la primera etapa y de polarización para la segunda. Los resistores R1 y R2 introducen estabilidad en el circuito, puesto que la tensión de emisor correspondiente al transistor Q2 difiere sólo unas décimas de volt de la tensión de la tensión de colector del transistor Q1. 51

52 En razón de que se requieren muy pocos componentes en el circuito del amplificador con acoplamiento directo, se logra máxima economía. No obstante, el número de etapas que pueden acoplarse directamente es limitado. Las variaciones por temperatura de la corriente de polarización en una etapa son amplificadas por todas las demás y pueden producirse severas condiciones de inestabil AMPLIFICADOR EN CASCADA BJT Un amplificador en cascada con acoplamiento RC construido utilizando BJT se ilustra en la figura 7.3. Como antes, la ventaja de las etapas en cascada es la mayor ganancia total de voltaje. 52

53 Figura 7.3 Amplificador BJT en cascada (acoplamiento RC). La impedancia de entrada del amplificador es la de la etapa 1, Zi = R 1 R 2 hie y la impedancia de salida del amplificador es la de la etapa 2, Zo = RC ro R C El siguiente ejemplo muestra el análisis de un amplificador BJT en cascada exhibiendo la gran ganancia de voltaje conseguida. 53

54 EJEMPLO 2 Calcule la ganancia de voltaje, voltaje de salida, impedancia de entrada e impedancia de salida para el amplificador BJT en cascada de la figura 7.4. Calcule el voltaje de salida resultante si una carga de 10 k Figura 7.4. Amplificador BJT con acoplamiento RC. Solución: El análisis de polarización de cd resulta en VB = 4.8 V, VE = 4.1 V, VC = 11 V, IC = 4.1 ma En el punto de polarización, re I C La ganancia de voltaje de la etapa 1 es por consiguiente 54

55 Av Av Av R C R 1 re R 2 hie 2.2k 15k 4.7k (200)(6.3 ) Mientras que la ganancia de voltaje de la etapa 2 es Av Rc re 2.2k Para una ganancia de voltaje total de Av = Av1 Av2 = (-104) (-349) = El voltaje de salida es entonces Vo = Av Vi = (36 296) (25 La impedancia de entrada del amplificador es Zi = R1 R2 re = 4.7 kω (200) (6.3 ) = 932Ω Mientras que la impedancia de salida del amplificador es Zo = Rc = 2.2 kω Si se conecta una carga de 10 kω resultante a través de la carga es RL 10k VL VO (0.9V ) 07V Z R 2.2k 10k O L taje Una combinación de etapas BJT y FET también puede utilizarse para proporcionar una alta ganancia de voltaje y una alta impedancia de entrada. 55

56 COMENTARIOS. Todas las practicas para su desarrollo fue necesario el aporte de los conocimientos teóricos en el aula acompañados del estudio, de la puesta en practica en el laboratorio, donde se encuentra uno diferentes problemas, como son las puntas de3 generador y osciloscopio que meten ruido, o que simplemente están fallando etc., la tablilla de prueba tiene falsos internos por ciertos motivos ajenos a nuestra practica, muchas de las ocasiones el realizar cuidadosamente y probar cada instrumento de trabajo se obteniendo en buenos resultados y concluyendo con el resultado bueno de la practica. Por medio de realizaciones de práctica se disuelve diversas inquietudes que quedan en el aula, y es por ello la importancia de realizarlas ya que en el momento de desarrollarlas se encuentra uno con una serie de dudas que resultan y que a la vez son benéficas en el proceso de nuestra formación y estudio. 56

57 EXPOSICION Este circuito produce el sonido de una sirena típica con sólo 4 transistores. Se puede variar la cadencia del sonido cambiando los dos condensadores de 15 µf. por otros de valor diferente. Los transistores T1 y T2 conforman un biestable (un circuito que tiene dos estados estables). Este circuito biestable oscila entre estos dos estados, alto y bajo, que se pueden medir en el colector del transistor T2. Estos dos niveles son entregados al grupo de elementos conformados por las resistencias de 10 KW, 27 KW y el condensador de 4.7 µf que dan la cadencia del sonido conforme se carga y descarga el T3 y T4 que conforman un oscilador que hace sonar el parlante de 8 ohmios. 57