S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T. CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO. cenidet

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1 S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T. CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO cenidet DESARROLLO E IMPLEMENTACIÓN DE UN BANCO DE PRUEBAS PARA CARACTERIZAR DISPOSITIVOS DE ALTA POTENCIA T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA P R E S E N T A: ING. IVÁN ALCALÁ BAROJAS DIRECTORES DE TESIS DR. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ DRA. MARÍA COTOROGEA PFEIFER CUERNAVACA, MOR. MARZO 2003

2 S.E.P. S.E.I.T. D.G.I.T. CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO cenidet DESARROLLO E IMPLEMENTACIÓN DE UN BANCO DE PRUEBAS PARA CARACTERIZAR DISPOSITIVOS DE ALTA POTENCIA T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERÍA ELECTRÓNICA P R E S E N T A : ING. IVÁN ALCALÁ BAROJAS DIRECTORES DE TESIS DR. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ DRA. MARÍA COTOROGEA PFEIFER CUERNAVACA, MOR. MARZO, 2003

3 CONTENIDO Simbología Nomenclatura iii v Capítulo 1 Planteamiento del problema y justificación 1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia Controlados (DSEP) Características de los dispositivos semiconductores de potencia Comparación entre los diferentes dispositivos 1.2 El tiristor de apagado por compuerta (GTO) Estructura y funcionamiento Características Mejoras realizadas 1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) Estructura y funcionamiento Características Tecnologías de fabricación del IGBT 1.4 Modos de conmutación 1.5 Justificación 1.6 Objetivos Capítulo 2 Metodología abordada 2.1 Caracterización experimental Diseño general del circuito de pruebas Método de prueba Modo de funcionamiento Tipo de control Diseño propuesto para los circuitos de prueba 2.2 Caracterización mediante simulación 2.3 tipos de fuentes Flyback Push-pull Medio puente Puente completo Fuente de alta potencia 2.4 Conclusiones i

4 Capítulo 3 Fuente de alto voltaje 3.1 Características de fuentes de alto voltaje 3.2 Diseño de la fuente de CD Diseño de la etapa inversora Diseño del transformador Diseño de la etapa de rectificación y filtrado 3.3 Modelo matemático de la fuente de CD Funcionamiento Análisis estacionario 3.4 Análisis en simulación y validación experimental 3.5 Análisis transitorio durante el cargado del condensador 3.6 Conclusiones Capítulo 4 Banco de pruebas 4.1 Características generales 4.2 Almacenamiento de energía 4.3 Circuito de prueba Conmutación dura Circuito de potencia Principio de funcionamiento Consideraciones de diseño Corto circuito tipo I Circuito de potencia Principio de funcionamiento Consideraciones de diseño 4.4 Conclusiones Capítulo 5 Pruebas y Resultados 5.1 Pruebas en conmutación dura Consideraciones en simulación Consideraciones en pruebas experimentales Variación del voltaje de alimentación V Variación de la corriente de carga I C 5. 2 Pruebas en corto circuito 5.3 Conclusiones Capitulo 6 Conclusiones y trabajos futuros 81 Bibliografía 85 Anexo I Análisis en Mathcad 87 Anexo II Hojas de datos 93 ii

5 SIMBOLOGÍA η α α 1, α 2 i t A c A p A t Aw (B) B m C 1,2,... C L C p C t D D 1,2 D 1R,2R,... D E di/dt dv/dt E f f osc I A i Cap I C i D I D1,D2,... I G, I GQ I in I K i L I NS I o i p I prom I pt I Q1,Q2,Q3 i reg i s J Eficiencia Regulación Factor de amplificación de corriente Variación de corriente Variación del tiempo Área efectiva del núcleo Producto de áreas Área de superficie Tamaño del alambre Densidad de flujo Capacitor Capacitor de filtrado Capacitancia parásita Capacitor de oscilación Ciclo de trabajo Diodo Diodos del rectificador Diodo de emisor Pendiente de corriente Pendiente de voltaje Energía Frecuencia Frecuencia de oscilación Corriente de ánodo Corriente en capacitor Corriente de carga Corriente a la salida del rectificador Corriente en el diodo Corriente de compuerta Corriente de entrada Corriente de cátodo Corriente en la carga o de salida Corriente en el secundario del transformador Corriente de salida Corriente en el primario del transformador Corriente promedio en el transistor Corriente pico del transistor Corriente en el transistor Corriente en los IGBTs del regulador Corriente en el secundario del transformador Densidad de corriente iii

6 J3, J2, J1 Uniones del dispositivo K e Coeficiente eléctrico K f Coeficiente de la forma de onda K g Geometría del núcleo K u Factor de utilización de ventana L carga Inductancia de carga L p Inductancia del devanado primario L par Inductancia parásita L s Inductancia del devanado secundario MLT Largo promedio del devado n Relación de transformación N p Número de vueltas en el devanado primario N s Número de vueltas en el devanado secundario N r Número de vueltas en el devanado de restablecimiento P o Potencia de salida P p Pérdidas en el cobre primario P s Pérdidas en el cobre secundario P t Potencia aparente Q 1,2,3,4 Transistor o interruptor Q E Interruptor de emisor Q G Interruptor de compuerta R 2,... Resistencia R G (on) Resistencia de compuerta en el encendido R G (off) Resistencia de compuerta en el apagado R ind Resistencia de la inductancia R L Resistencia de carga R p Resistencia del devanado primario R par Resistencia parásita R s Resistencia del devanado secundario R t Resistencia de oscilación T Periodo t Tiempo T 1, T 2 Tirirstor t d Tiempo de retardo t f Tempo de bajada t off Tiempo de apagado t on Tiempo de encendido t r Tiempo de subida T r1, T r2 Transistores t s Tiempo de propagación o almacenamiento t t Tiempo de la cola de apagado V 0 Voltaje de alimentación V 1 Voltaje en el primario del transformador V 2 Voltaje en el secundario del transformador V AK Voltaje ánodo-cátodo Voltaje colector-emisor v CE iv

7 V CE (sat) V d V in v L V Lcarga V o V oc V p V S V TR W tef Voltaje colector-emisor de saturación Voltaje de caída del diodo Voltaje de la fuente de alimentación o de entrada Voltaje de salida o en la carga Voltaje en la inductancia de carga Voltaje de salida Voltaje en circuito abierto Voltaje en el primario del transformador Voltaje en el secundario del trasnformador Voltaje en el transformador Peso del núcleo NOMENCLATURA AUX BJT BM CA CD DAGTO DSEP DUT ETO FS GTO IGBT IGCT JFET MCT MOS MOSFET MTO MVA NPT PSpice PT PWM SIT SOA SPT ZCS ZVS Auxiliar Transistor bipolar Behavioral modelig Corriente alterna Corriente directa Tiristor de apagado por compuerta asistido por un diodo Dispositivos semiconductores de potencia controlados Dispositivo bajo prueba Tiristor apagado por emisor Field-Stop Tiristor de apagado por compuerta Transistor bipolar de compuerta aislada Tiristor con compuerta conmutada integrada Transistor de efecto de campo unión Tiristor controlado por MOS Metal óxido semiconductor Transistor de efecto de campo metal óxido semiconductor Tiristor de apagado por MOS Mega volts amperes Non Punch-Through Programa de simulación de circuitos eléctricos y electrónicos Punch-Through Modulador de ancho de pulso Transistor de inducción estático Área de operación segura Soft-Punch-Through Conmutación a corriente cero Conmutación a voltaje cero v

8 vi

9 Capítulo 1 Planteamiento del problema y justificación

10 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se presentan en forma general los problemas a los que se enfrenta el diseñador de circuitos al seleccionar el dispositivo adecuado para la aplicación deseada. Las diversas aplicaciones implican requerimientos energéticos particulares que demandan ciertas características a los dispositivos. Así, uno de los problemas a los que se enfrenta el diseñador, es poder seleccionar el dispositivo semiconductor de potencia que presente las características mas adecuadas a la aplicación, por lo cual es importante conocer bien las características con las que cuentan los dispositivos. Este estudio inicia con una introducción sobre la electrónica de potencia en general. La electrónica de potencia es una rama de la ingeniería eléctrica que combina la energía eléctrica, la electrónica y el control. El control se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía eléctrica tiene que ver con el equipo de potencia estático y rotativo o giratorio, para la generación, transmisión y distribución de la misma. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos semiconductores requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos de control deseados. La electrónica de potencia se puede definir como la aplicación de la electrónica de estado sólido para el control y la conversión de la energía eléctrica. Algunas de sus aplicaciones son: control de calor, control de la intensidad luminosa, controles de motor, reguladores CA y CD, calentamiento por inducción, compensadores de VAR estáticos, filtros activos y muchos más. El elemento base de un sistema electrónico de potencia es el dispositivo que se utiliza para realizar la función de interrupción. Hoy en día la electrónica de potencia aprovecha los avances de la tecnología como son: fabricación de circuitos integrados y dispositivos semiconductores de potencia, que trabajan bajo la supervisión de un control electrónico. La tendencia es producir módulos inteligentes, donde el control, la protección y la etapa de potencia sean integrados en un mismo encapsulado. 1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia Controlados (DSEP) La motivación de usar dispositivos de conmutación en un convertidor es la de incrementar la eficiencia de la conversión, ya que dichos dispositivos se operan solo en los estados de encendido o apagado. Un dispositivo semiconductor de potencial ideal presentaría las siguientes características: facilidad de comando resistencia de encendido nula tiempos de conmutación nulos densidad de corriente ilimitada tensión de bloqueo ilimitada corriente de fuga nula Tal dispositivo no tendría pérdidas de conmutación, de conducción, ni de control, por lo tanto la eficiencia del convertidor tendería a ser del 100%. Sin embargo, los componentes reales presentan pérdidas que reducen la eficiencia de los convertidores y, por 2

11 Planteamiento del problema y justificación lo tanto, se hace necesario conocer las características de estos dispositivos para lograr su óptima utilización en las diferentes condiciones de operación [1] Características de los dispositivos semiconductores de potencia Considerando un interruptor ideal, las características requeridas de los dispositivos semiconductores de potencia controlados se pueden resumir de la siguiente manera: alta capacidad de bloqueo, baja corriente de fuga bajas pérdidas por bloqueo manejar alta densidad de corriente bajas pérdidas por conducción tiempos cortos de conmutación bajas pérdidas por conmutación facilidad de control (control por tensión) no necesita circuitos adicionales como snubbers insensibilidad al di/dt y dv/dt robustez en corto circuito y estabilidad térmica inteligencia y confiabilidad bajos costos Es obvio que un solo dispositivo no puede satisfacer con todos los requerimientos de igual manera, por lo que se han desarrollado semiconductores de potencia, cuya característica se adaptan a los diferentes tipos de aplicación. Los requerimientos de los componentes que actúan como interruptores en convertidores electrónicos se confrontan con las leyes físicas que impiden su realización en un solo componente, por lo que se hace necesario una optimización del semiconductor con respecto a su aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una propiedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para poder soportar las altas tensiones de bloqueo. Adicionalmente, todos los semiconductores de potencia tienen una estructura vertical, que permite un mejor aprovechamiento de la superficie y una mejor distribución de la corriente. En la Figura 1.1 se presenta la estructura de los dispositivos de potencia más relevantes. Resaltan sus propiedades comunes y sus diferencias. Las estructuras fundamentales de dispositivos de potencia son: la estructura diodo, la estructura tiristor, la estructura transistor y la estructura MOS. Hoy en día, al diseñador de convertidores se le ofrece una amplia gama de componentes modernos a diferentes niveles de tensión, de corriente, así como de frecuencia de operación. Los dispositivos más utilizados son: el MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) (tecnología unipolar, frecuencias altas, potencias bajas), el IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) (tecnología híbrida, frecuencias y potencias medianas) y el GTO (tecnología bipolar, frecuencias bajas, potencias altas). 3

12 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 1.1 Estructura de los dispositivos de potencia más relevantes Comparación entre los diferentes dispositivos Según el mecanismo de transporte de corriente, los dispositivos de potencia se clasifican en componentes unipolares (MOSFET, SIT) y componentes bipolares (diodo, tiristor, GTO y transistor bipolar). Los dispositivos bipolares realmente presentan el grupo más amplio en la electrónica de potencia. Su buen comportamiento en conducción se debe a la inyección de portadores en la zona n- a causa de una o dos uniones pn polarizadas directamente. En el transporte de corriente participan tanto electrones como huecos. Por otro lado, las buenas características en conducción contradicen los requerimientos de una rápida conmutación debido a la inyección de portadores minoritarios (cargas almacenadas). En los dispositivos unipolares, en cambio, participan únicamente portadores mayoritarios en el transporte de corriente y no se modula la conductividad de la zona n-, por lo que su resistencia está determinada solamente por su conductividad intrínseca. De esta manera no se pueden combinar altas tensiones de bloqueo con alta capacidad de corriente. Las ventajas de los MOSFETs consisten en un buen comportamiento dinámico (no hay cargas almacenadas por ser dispositivos unipolares) y en su control simple y prácticamente sin pérdidas (control de campo estructura MOS) que presenta una estabilidad térmica del dispositivo. El MOSFET aprovecha la tecnología de alta integración de la microelectrónica (MOSFET de baja potencia). Entre los nuevos semiconductores de potencia que han salido al mercado, algunos combinan las ventajas de las dos tecnologías, bipolar y unipolar, en un solo componente híbrido, como es el caso del IGBT. La Figura 1.2 muestra una comparación de los diferentes dispositivos de potencia controlados con respecto a la potencia y la frecuencia de conmutación. En la Figura 1.2 podemos destacar al GTO por su elevada capacidad de conmutación, el cual es un tiristor auto desactivado por compuerta. Este dispositivo resulta muy atractivo para la conmutación 4

13 Planteamiento del problema y justificación forzada de convertidores y está disponible hasta 4000V y 3000A, para frecuencias de conmutación hasta 1kHz. El MCT (tiristor controlado por MOS) se puede activar mediante un pequeño pulso de voltaje negativo sobre la compuerta MOS (respecto a su ánodo), y desactivar mediante un pulso pequeño de voltaje positivo. Es similar a un GTO, excepto en que la ganancia de desactivación es muy alta. Los MCT están disponibles hasta 1000V, 100A y para frecuencias de hasta 20kHz. Los transistores bipolares de alta potencia son comunes en los convertidores de energía a frecuencias menores de 10 khz y su aplicación es eficaz en potencias hasta 1200V/ 400A. Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de potencia de alta velocidad y están disponibles en una especificación de poca potencia en un rango de 1000V/ 50A y hasta frecuencias de conmutación de decenas de kilohertz. Los IGBT son transistores de potencia controlados por voltaje. Por naturaleza son más rápidos que los BJT, pero aún no tan rápidos como los MOSFET. Los IGBT son adecuados para altos voltajes, altas corrientes y frecuencias de hasta 20kHz en conmutación dura. Los IGBT están disponibles como módulos hasta 4500V/1000A. El SIT (transistor de inducción estático) es un dispositivo de alta potencia y de alta frecuencia. Las especificaciones de uso de corriente de los SIT puede ser hasta 1200V, 300A y la velocidad de interrupción puede ser tan alta como 100 khz [2]. En los últimos años, algunos trabajos han sido orientados a mejorar las características de apagado de los dispositivos GTO, esto basado en la condición de ganancia unitaria durante el apagado. Dentro de estos trabajos de investigación podemos destacar al MTO (Higt Power Bipolar MOS Thyristor), el IGTC (Integrated Gate- Conmutated Thyristor), el ETO (Emitter Turn-off Thyristor) y el DAGTO (Diode Assisted Gate Turn-off Thyristor) [3], [4], [5] y [6]. Figura 1.2 Aplicaciones de los dispositivos de potencia controlados 5

14 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 1.2 El tiristor de apagado por compuerta (GTO) Convertidores de alta potencia han sido altamente usados en aplicaciones de tracción, control y administración de la energía, sistemas de almacenamiento magnético de la energía y convertidores industriales. Hasta la fecha, los GTOs son los dispositivos semiconductores controlados por compuerta mas ampliamente usados a altos voltajes (VBR 3300 V) y altas potencias (S 0.5 MVA) en convertidores aplicados a tracción e inversores industriales. Algunos fabricantes ofrecen en el mercado GTO s para potencias de conmutación por arriba de los 36 MVA (6000V, 6000A) Estructura y funcionamiento La estructura del GTO es esencialmente similar al tiristor convencional. Como se muestra en la Figura 1.3a, esta consiste de 4 capas de silicio (pnpn), tres uniones y tres terminales (ánodo, cátodo y compuerta). El funcionamiento del GTO y el tiristor son básicamente iguales. La diferencia en operación entre los dos es que una señal de compuerta negativa puede apagar al GTO, mientras la corriente de ánodo del tiristor tiene que ser reducida a cero externamente para que cese la conducción. Para crear esta diferencia se realizaron modificaciones en el diseño que sacrifican la calidad de algunas características del GTO tales como reducir la capacidad de bloqueo inverso e incrementan las perdidas en conducción. Debido a que su funcionamiento es casi igual al del tiristor, excepto por el apagado, describiremos principalmente la operación del apagado. Cuando un GTO esta en el estado de encendido, la región de la base central es ocupada con huecos suministrados del ánodo y electrones suministrados del cátodo. Si un voltaje inverso es aplicado al hacer la compuerta negativa con respecto al cátodo, parte de los huecos en la capa de la base p son extraídos a través de la compuerta, suprimiendo la inyección de electrones del cátodo. En respuesta a esta supresión, más corriente de hueco es extraída a través de la compuerta, fomentando la supresión de inyección de electrones. En el curco de este proceso, la unión emisor-cátodo (J3) es puesta completamente en un estado de polarización inversa, el GTO es apagado. La Figura 1.3 ilustra la operación de apagado, usando un modelo de dos transistores [7]. a) b) Figura 1.3 Modelo del GTO: a) Estructura del GTO, b) Circuito equivalente 6

15 Planteamiento del problema y justificación Suponiendo que un GTO es dividido en el transistor npn Tr1 en el lado del cátodo y transistor pnp Tr2 en lado del ánodo y están conectados como se muestra en la Figura 1.3b. En esta Figura, el factor de amplificación de corriente del transistor Tr1 es llamado α1 y la del transistor Tr2 y α2. Si una corriente inversa I GQ fluye a través de la compuerta, la corriente de base I B en el transistor Tr1 es reducida cuando I GQ es incrementado. Esta relación puede ser expresada por la siguiente ecuación: I B = α2 * I A - I GQ (1.1) En la otra mano, la corriente de electrones I RB, la cual desaparece debido a la recombinación en la capa de la base Tr1, puede expresarse como sigue: I RB = (1 - α1) * I K (1.2) La relación entre la corriente de ánodo (I A ) y la corriente de cátodo (I K ) del GTO es expresada por la siguiente ecuación: I A = I K + I GQ (1.3) En el apagado del GTO, I B debe ser tan pequeña como I RB. La magnitud de corriente inversa I GQ que satisface esta condición puede ser calculada por la siguiente ecuación: I GQ = (α1 + α2 1) * I A / α1 (1.4) A) Proceso de encendido En general el proceso transitorio de encendido del GTO es muy similar al de los tiristores convencionales conocidos y se muestra en la Figura 1.4. Este proceso presenta tres intervalos: El tiempo de retardo (td), el cual es el tiempo transcurrido del comienzo del pulso de la corriente de compuerta hasta que la corriente de ánodo alcanza 10% del valor final de I A. El tiempo de subida (tr), el cuál es el tiempo entre el 10% y el 90% de I A. El tiempo de propagación (ts), el cual está definido a partir del 10% de la tensión Vs y representa el tiempo durante el cual la corriente se propaga lateralmente hasta la terminal del cátodo. B) Proceso de apagado Este también es dividido en tres intervalos: El tiempo de almacenamiento (ts), durante el cual el exceso de portadores de la base p es extraído vía la corriente de compuerta y todas las uniones (J1,J2 y J3) son polarizadas. En el periodo final de almacenamiento, la corriente de ánodo cae a un valor de 90% I A y la región de carga espacial empieza a crecer alrededor de J2. 7

16 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia El tiempo de bajada (tf) es el tiempo transcurrido del 90% al 10% de I A. Durante este tiempo el voltaje sobreincrementa el dispositivo y los portadores minoritarios son desalojados de la base n a la p. Al final de este periodo la unión J3 empieza a bloquear. El tercer periodo es una cola (tt) durante la cual la corriente a través del dispositivo va del 10% a cerca de cero Características El GTO tiene varias ventajas, las cuales son [8], [9], [10], [11]: A) altas densidades de corriente en conducción B) altos voltajes de bloqueo C) alta capacidad de resistencia a fuertes dv/dt en estado de bloqueo D) posibilidad de integrar un diodo inverso Figura 1.4 Curvas de encendido y apagado del GTO. Superior: corriente de ánodo y voltaje ánodo-cátodo, inferior: corriente de compuerta [7]. 8

17 Planteamiento del problema y justificación Como desventajas se pueden resumir las siguientes: A) Durante el transitorio de apagado, la estructura de 4 capas p-n-p-n (Figura 1.3) causa una distribución de corriente no homogénea limitando el apagado a dv/dt entre V/us, lo cual requiere de circuitos de ayuda a la conmutación (snubbers) grandes y costosos. B) Durante el transitorio de encendido, la estructura a 4 capas causa un problema de crecimiento de corriente no controlada, lo que requiere de un circuito limitador di/dt. C) Ya que el GTO es un dispositivo controlado por corriente, su impulsor de compuerta es complejo y disipa cientos de watts en una aplicación típica. El complicado impulsor del GTO tiene como consecuencias un tiempo de almacenamiento largo y una ganancia de apagado entre Mejoras realizadas Actualmente, se han realizado varias mejoras a este dispositivo, haciendo un esfuerzo por mejorar sus características dinámicas, ya que hasta el momento no han podido ser desplazados en aplicaciones de conversión de muy alta potencia. Las mejoras realizadas se describen a continuación y se muestran en la Figura 1.5. a) IGCT El IGCT (tiristor con compuerta conmutada integrada) usa una fuente de voltaje y un interruptor de compuerta para disminuir drásticamente la inductancia parásita del lazo de compuerta, alcanzando así una corriente alta de conmutación [4], [5]. La diferencia fundamental entre un GTO convencional y el nuevo IGCT es que tiene una muy baja inductancia en la compuerta integrada y la nueva estructura de ánodo trasparente (unión pn con baja eficiencia de emisor a través de una capa emisor muy delgada y de dopado bajo). Lo anterior tiene como consecuencia bajas pérdidas en la tecnología tiristor y la necesidad de menos snubbers. Para alcanzar las características deseadas se obtuvieron los siguientes desarrollos: Mejorar las características de conmutación del GTO para obtener una operación sin amortiguamiento de dv/dt para altas densidades de corriente. Reducir las pérdidas en los estados de encendido y apagado para minimizar el grosor del silicio Reducir los requerimientos del impulsor de compuerta especialmente durante la conducción. Desarrollar diodos antiparalelo para reducir los snubber en el apagado para altos di/dt Integrar el interruptor principal GTO y el diodo en un empaque semiconductor, especialmente en baja potencia. 9

18 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia b) MTO Figura 1.5 Circuitos equivalentes de los dispositivos derivados del GTO: a) IGCT b) MTO c) ETO d) DAGTO El MTO (tiristor apagado por MOS) usa solo un interruptor de compuerta Q G. Durante el apagado, el interruptor de compuerta es encendido, desviando la corriente a través del diodo compuerta-cátodo del GTO y realizando un apagado con ganancia unitaria [3], [12]. El MTO es un dispositivo de conmutación basado en el GTO. El GTO requiere una realización compleja de circuitos de potencia que implican diseños cuidadosos de circuitos impulsores y snubbers. Las mejoras realizadas al MTO son las siguientes: c) ETO Mayor velocidad de conmutación y menores pérdidas que el GTO. Capacidad de corriente de algunos cientos de amperes, fuente de algunos miles de amperes, capacidad de bloqueo de 6 KV. Voltaje de saturación en estado estable 4 V, la eficiencia en operación de convertidores de potencia es mejor que la eficiencia empleando IGBTs. Tiempo de retardo similar al GTO, el tiempo de almacenamiento en el apagado es mas bajo que el GTO. El tiempo de caída de la corriente en el apagado es de 5 µs. El comportamiento de conmutación en el encendido es limitado por el di/dt. En el apagado en conmutación dura las pérdidas son similares al GTO. La utilización de menos snubbers en el apagado del dispositivo es limitado por la corriente critica, por que la velocidad de subida de la corriente en el impulsor en el apagado no es suficientemente rápida para mantener la ganancia unitaria en la operación de apagado. El ETO (tiristor apagado por emisor) es otro tipo de tecnología basada en dispositivos semiconductores superiores de alta potencia, en este caso en la tecnología desarrollada del GTO y del MOSFET de potencia. El tiristor de pagado por emisor es un 10

19 Planteamiento del problema y justificación dispositivo semiconductor híbrido que apaga al GTO por debajo de las condiciones de ganancia unitaria. El ETO combina las ventajas del GTO y del IGBT: del GTO rangos de corrientes y voltajes grandes y voltajes pequeños de saturación, del IGBT control por voltaje, gran velocidad de conmutación y un ancho RBSOA (área de operación segura polarizada inversamente) [13]. El ETO hace uso de dos interruptores para realizar una conmutación de corriente alta en el apagado. Durante el apagado, el interruptor de emisor Q E es apagado mientras que la compuerta del interruptor Q G es encendida. Un voltaje tan alto como el voltaje de ruptura de Q E puede ser aplicado en el lazo de la compuerta de la inductancia parásita, realizando una conmutación de corriente rápida. Durante el transitorio de encendido, Q E es encendido y Q G es apagado [14], [15]. Un gran pulso de corriente es inyectado en la compuerta del GTO para reducir el tiempo de retardo de encendido y mejorar el rango di/dt de encendido. El proceso de apagado es controlado por voltaje y el impulsor de compuerta del ETO es muy compacto y disipa menos potencia. d) DAGTO El DAGTO (tiristor de apagado por compuerta asistido por un diodo) es una nueva configuración que ayuda al GTO a alcanzar una ganancia unitaria al apagado y la capacidad de necesitar menos snubbers al apagado utilizando diodos discretos conectados en serie. El DAGTO incrementa significativamente el voltaje de apagado el cual puede ser usado para la conmutación de la corriente [11]. El DAGTO puede realizar conmutaciones de corrientes muy grandes en el apagado por el uso del diodo D E. La ganancia de apagado unitaria se logra rápidamente y puede ser mantenida hasta el final del proceso transitorio de apagado. 1.3 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) Tal como se muestra en la Figura 1.7, el IGBT combina en un solo dispositivo la tecnología bipolar (el componente utilizado es el transistor bipolar pnp) y la tecnología unipolar (el componente empleado es el MOSFET de canal n). El objetivo de los fabricantes era obtener un dispositivo que aprovechara las ventajas de cada uno de los componentes mencionados: alta capacidad de corriente, caída de tensión directa (voltaje colector-emisor de saturación) muy baja debido a la modulación de la zona n - que proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por conmutación así como la facilidad de comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la tecnología MOSFET, tratando de mantener las mejores características dinámicas [1], [9]. Los transistores IGBT han ganado un firme lugar en el diseño de equipos electrónicos de potencia y han desplazado a los transistores bipolares en aplicaciones de mediana potencia. Los sistemas en los cuales los IGBT son empleados tienen las 11

20 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia características de alta densidad de potencia, alta eficiencia y buenas características dinámicas de conmutación. Algunas de las principales áreas de aplicación de este interruptor son: fuentes conmutadas de potencias mayores a 1kW accionamiento de motores fuentes de alimentación ininterrumpibles balastros electrónicos calentamiento por inducción vehículos eléctricos Las ventajas esenciales de los transistores IGBT son: una área de operación segura (SOA por sus siglas en inglés) casi cuadrada y comandado en tensión. Los inconvenientes principales residen en la dependencia de la temperatura y la cola de corriente al apagado. La tecnología del IGBT no cesa de progresar, permitiendo la fabricación de dispositivos a potencias cada vez más altas. La frecuencia de conmutación del IGBT está limitada hasta aproximadamente 20kHz debido a su inherente cola de apagado y puede ser aumentada hasta 100khz o más, utilizando topologías de convertidores que permiten conmutación suave (a voltaje cero o ZVS y a corriente cero o ZCS). Aunque se han hecho muchos intentos de componentes híbridos todavía no se vislumbra el sucesor del IGBT por lo que continúa siendo el dispositivo semiconductor de potencia óptimo en aplicaciones en mediana potencia. a) b) Figura 1.6 Modelo del IGBT: a) Estructura interna del IGBT, b) Diagrama equivalente 12

21 Planteamiento del problema y justificación Estructura y funcionamiento El transistor IGBT se desarrolló a finales de los 80 a partir del transistor MOSFET de estructura vertical, al cual se le agregó una unión pn del lado del drenaje. Esta unión suplementaria realiza una estructura transistor pnp y permite beneficiarse en la conducción por portadores minoritarios (transporte bipolar). La Figura 1.6a muestra la estructura interna de este dispositivo y la Figura 1.6b el circuito equivalente de la estructura del transistor IGBT. Se puede observar que por la sucesión de 3 uniones pn la estructura del IGBT contiene un tiristor parásito (formado por T1 y T2) cuyo encendido (mediante la tensión que se origina por la corriente que circula por Rp) es indeseable (efecto lach-up) ya que se llevaría a la pérdida del control por la compuerta. Los nuevos diseños de IGBT han logrado eliminar este efecto (a partir de la segunda generación). El estado de conducción es obtenido de manera similar al de un MOSFET de canal n por la polarización positiva de la compuerta. La corriente del MOSFET alimenta la base del transistor bipolar pnp y permite la inyección de cargas minoritarias en la zona n - a través de la unión pn polarizada en directa. En consecuencia, la caída de tensión en conducción esta constituida por tres componentes: la del canal MOS, una parte resistiva de la base n - cuyo valor es modulado por alta inyección de cargas y por la caída de potencial de la unión p + n - suplementaria. La resistencia en conducción de un IGBT es de valor pequeño, comparativamente a la de un MOS equivalente y favorece el paralelado gracias a su coeficiente de temperatura positivo Características El objetivo de los fabricantes al diseñar el IGBT era obtener un dispositivo que aprovechara las ventajas del transistor bipolar y del MOSFET : alta capacidad de corriente, caída de tensión directa (voltaje colector-emisor de saturación) muy baja debida a la modulación de la zona n - que proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por conmutación, así como la facilidad de comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la tecnología MOSFET, tratando de mantener las mejores características dinámicas. Las ventajas esenciales de los transistores IGBT son: un área de operación segura (SOA por sus siglas en ingles) casi cuadrada y comandado en tensión [16], [17]. El IGBT combina en un solo dispositivo la tecnología bipolar (el componente utilizado es el transistor bipolar pnp) y la tecnología MOS (el componente utilizado es el MOSFET de canal n). Este dispositivo aprovecha las características de ambas tecnologías, las cuales son: alta capacidad de corriente, voltaje de saturación bajo, bajas perdidas por conmutación, control por tensión. En la Figura 1.6a se muestra la estructura del IGBT. Ventajas: a) densidad de corriente mayor que un MOSFET b) alta eficiencia c) características dinámicas superiores a un BJT d) área de operación segura 13

22 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia e) comando en tensión Desventajas: a) comportamiento dependiente de la temperatura b) cola de corriente en el apagado (pérdidas por conmutación mayores a un MOSFET) c) pérdidas en conducción superiores a un GTO Tecnologías de fabricación del IGBT El IGBT se fabrica actualmente en dos tecnologías básicas, conocidas como la tecnología PT y la tecnología NPT. El IGBT más común es de tipo PT (Punch-Through). En esta tecnología de fabricación, el dispositivo es construido en un substrato grueso tipo p + (300 µm). El ancho de la capa n - (base del BJT) construida mediante crecimiento epitaxial es relativamente pequeña. En la Figura 1.7 se puede apreciar que aparte se tiene una capa delgada n + entre la base y el emisor llamada buffer que limita la expansión de la región de carga de espacio en estado de bloqueo (efecto Punch-Through). El IGBT de tipo PT alcanza bajas pérdidas por conducción (resistencia baja) a través de un coeficiente de emisor alto del BJT interno y bajas pérdidas por conmutación por medio de un tiempo de vida de los portadores muy reducido. Esto resulta en un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de gran amplitud que decrece rápidamente y depende en gran medida de la temperatura. Existe también comercialmente el IGBT de tecnología NPT (Non Punch-Through) que es una estructura desarrollada originalmente por la compañía Siemens. Estos dispositivos son construidos en un substrato homogéneo de tipo n - de aproximadamente 220 µm de ancho. El emisor se realiza a través de implantación de una capa p + muy delgada y de dopado bajo (emisor transparente) en la parte posterior del substrato (Figura 1.9). Por lo tanto, en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a través de un bajo coeficiente de emisor en combinación con un tiempo de vida de portadores muy alto. Aparte se tienen bajas pérdidas por conmutación a través de la recombinación de superficie en el emisor transparente. Estas características conllevan a un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de una amplitud reducida pero que decae lentamente y es casi invariable con la temperatura. La tecnología NPT es más robusta y la más apropiada para dispositivos de alta tensión de bloqueo, mientras que la tecnología PT tiene ventajas en aplicaciones con conmutación suave. Sin embargo, ambas tecnologías tienen también desventajas, que se han tratado de superar uniendo en una nueva estructura las ventajas del PT y NPT-IGBT con el fin de reducir por un lado las pérdidas por conducción (reduciendo el V CE ) y por otro lado las pérdidas en conmutación (reduciendo la cola de apagado). Esta estructura, que ha sido presentada apenas recientemente, se llama Soft-Punch-Through (SPT-IGBT) o también Field-Stop (FS-IGBT) dependiendo del fabricante. La estructura SPT es muy similar a la NPT, solo con la diferencia de que se logró reducir aun mas su grosor (reducción de la capa 14

23 Planteamiento del problema y justificación n - ) a través de la implementación de la zona buffer n + típica para la tecnología PT. Dadas las distintas estructuras de estas tecnologías, los IGBT de tipo PT, NPT y SPT tienen también características eléctricas diferentes. La Figura 1.7 muestra las estructuras tradicionales PT y NPT, así como la nueva estructura SPT. La tecnología SPT permite la construcción de convertidores con un mayor rango de potencia, fijando el estándar de voltaje en 1200 V. Estos dispositivos vienen empaquetados en módulos y sus características son: mayor robustez, permite la conexión en paralelo de los módulos, transiciones suaves en la conmutación del dispositivo, bajo incremento de la resistencia del modulo ante variaciones de temperatura y requerimientos de impulsores igual que la tecnología NPT. Últimamente, se han aplicado para todas las tecnologías una nueva estructura de compuerta llamada trench-gate a diferencia de la estructura convencional de compuerta plana. Esta estructura permite reducir las pérdidas en conducción, puesto que el canal del MOSFET se forma en dirección vertical a la superficie del chip y requiere menos área activa. De esta manera se aumenta la densidad de las celdas. Resumiendo, los beneficios obtenidos con la estructura trench-gate incluyen una disminución de la resistencia del canal MOS y la eliminación de la región JFET. Por otro lado, las aplicaciones en las cuales los IGBT han sido típicamente empleados son de baja y mediana potencia. Sin embargo, debido a las recientes aportaciones tecnológicas, actualmente existen IGBTs de alta potencia que compiten a los GTOs, los cuales han sido típicamente usados en aplicaciones de alta potencia. Por lo anterior es que en este trabajo de tesis se ha propuesto el desarrollo de un banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia. Punch Through (PT) Non - Punch Through (PT) Soft Punch Through (SPT) Estructura Figura 1.7 Estructura del IGBT tipo PT, NPT y SPT 15

24 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia 1.4 Modos de conmutación Los diferentes modos de conmutación a los que se puede someter un dispositivo semiconductor de potencia controlado y los cuales se pueden presentar en una aplicación se resumen de la siguiente manera: Conmutación dura Presencia simultánea de corriente y voltaje en el lapso de tiempo que dura la fase de conmutación. Se puede presentar tanto en el encendido como en el apagado del dispositivo. Conmutación suave natural Ocurre cuando el voltaje o la corriente es cero al encender o al apagar el dispositivo y por lo tanto se clasifica en: ZVS (conmutación a voltaje cero) La condición para este tipo de conmutación se obtiene cuando el voltaje cae hasta cero y tiempo después evoluciona la corriente con una pendiente determinada. La conmutación natural ZVS solo se presenta en la fase de encendido. ZCS (conmutación a corriente cero) La condición para esta conmutación se obtiene cuando la corriente decrece hasta cero y tiempo después se aplica el voltaje de bloqueo. La conmutación natural ZCS solo se presenta en la fase de apagado. Corto circuito Este tipo de conmutación no es deseable en un convertidor, se tienen dos tipos de cortocircuito: Tipo I Se tiene presente un corto en la carga mientras el dispositivo es encendido. Tipo II Se tiene el dispositivo en estado de conducción (manejando una cierta cantidad de corriente) cuando se presenta un corto en la carga. En la Figura 1.10 se muestra una comparación entre los diferentes modos de conmutación que puede presentar un interruptor controlado en una aplicación. En la Figura 1.11 muestra el área de operación segura de un componente y la trayectoria en cada uno de los diferentes modos de conmutación de un dispositivo semiconductor. 16

25 Planteamiento del problema y justificación 1.5 Justificación El estudio de los dispositivos semiconductores de alta potencia tiene varias aportaciones originales para solucionar la problemática abordada y la necesidad de investigar sobre ellos tiene dos importantes aspectos. Analizar a fondo el funcionamiento del dispositivo para poder conocer las implicaciones al usar dispositivos de alta potencia y su proceso de conmutación para aprovechar al máximo sus características en las diferentes aplicaciones de alta potencia. Obtener información del GTO que nos permita entender hacia donde están siendo orientadas las mejoras que se han realizado en estos dispositivos. Suministrar información del comportamiento de los DSEP s de alta potencia a fabricantes y diseñadores. Figura 1.8 Diferentes tipos de conmutación existentes en un convertidor 17

26 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia Figura 1.9 Área de operación segura y la trayectoria I = f (V) para cada tipo de conmutación 1.6 Objetivos a) Objetivo general Diseñar e implementar un banco de pruebas que permita estudiar experimentalmente el comportamiento de los dispositivos de alta potencia en diferentes condiciones de conmutación dura b) Objetivos particulares El principal objetivo de esta tesis es diseñar un banco de pruebas para caracterizar dispositivos de alta potencia, por lo que se propone lo siguiente para lograrlo: Simulación de los circuitos propuestos con el programa PSpice para validar los procedimientos del diseño. Construcción del banco de pruebas (que incluye los impulsores de compuerta, los sistemas de control y la fuente de CD) Realización de algunas pruebas para comprobar el buen funcionamiento del banco de pruebas. 18

27 Capítulo 2 Metodología abordada

28 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia En este capítulo se presentan las características con las cuales deben contar las fuentes de alto voltaje de CD y diversos tipos de fuentes de alto voltaje en CD con el fin de presentar las ventajas y desventajas que ofrece cada una de ellas, así como el método para realizar la caracterización de dispositivos semiconductores en forma experimental. Se presentan también los requerimientos mínimos necesarios para obtener buenos resultados mediante simulación. 2.1 Caracterización experimental Para realizar la caracterización experimental, es necesario diseñar circuitos de prueba con una topología sencilla, poco costosa y con una buena reproducción de las condiciones reales que un dispositivo presenta en una aplicación determinada. Las características requeridas para los circuitos de prueba son las siguientes [1]: número limitado de elementos de potencia y de las fuentes calidad en la reproducción de las condiciones de operación en la aplicación del convertidor independencia entre los diferentes parámetros que deben de estar controlados En la caracterización experimental, el trabajo consiste en realizar las mediciones de corrientes y voltajes en el dispositivo bajo diferentes condiciones de operación (conmutación dura, conmutación suave, avalancha, etc.) con la posibilidad de realizar variación de los parámetros mas importantes del circuito (temperatura, tensión de alimentación, corriente de conducción, inductancia parásita, etc.) Diseño general del circuito de pruebas En el diseño del banco de pruebas se toman en cuenta aspectos importantes como: método de pruebas modo de funcionamiento tipo de control La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que presente una aplicación convertidor dada de tal manera que se tenga independencia en el control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y de la potencia instalada de la fuente de alimentación. A continuación se describen estos aspectos Método de prueba El comportamiento de un dispositivo semiconductor de potencia (DSEP) puede ser observado en dos situaciones diferentes, ya sea directamente en la aplicación del convertidor ó mediante la realización de circuitos especiales. a) Circuitos de aplicación a convertidores 20

29 Metodología abordada Cuando se evalúa directamente el desempeño del componente en un convertidor, se presentan las interacciones entre el convertidor y la carga sobre el dispositivo. La evaluación bajo estas condiciones presenta las características siguientes: Son las condiciones reales: eléctricas, térmicas y mecánicas (entorno real del componente). La potencia instalada es elevada (función de la aplicación). Los parámetros accesibles son función del convertidor y la naturaleza de la carga. Globalmente, se obtiene el caso real, pero muy dependiente de la aplicación, teniéndose poca flexibilidad y grandes dificultades para obtener y sobreponer los resultados. b) Circuitos especiales Cuando se diseñan circuitos especiales de prueba para el estudio y la caracterización de DSEP, esto permite un mejor control de las condiciones de prueba y una buena reproducción de las condiciones típicas de conmutación. En el caso de la conmutación dura (PWM, modulación de ancho de pulso) los circuitos especiales de prueba han sido ampliamente usados. Globalmente se tiene una mayor flexibilidad en la variación de los parámetros externos del circuito, pero no es la aplicación real del componente a evaluar. Algunas de las ventajas que ofrece el usar circuitos especiales de prueba son: Hay poca demanda de potencia, lo que permite realizar pruebas a elevadas corrientes, sin riesgo de destrucción del dispositivo. El dispositivo no es demandado térmicamente, ya que se considera la temperatura de unión igual a la de encapsulado. No hay interdependencia entre parámetros, lo que facilita el estudio del comportamiento. Pero también tiene algunas desventajas, entre las cuales son: El aspecto térmico es abordado solo en estado estable Se requiere de un equipo de medición de gran memoria y alta velocidad de adquisición Modo de funcionamiento Circuitos de prueba han sido realizados con el fin de analizar el fenómeno de conmutación de un interruptor. Este puede ser un convertidor particular que ofrece las condiciones correspondientes al componente a estudiar. Para lograr esto se le añaden componentes auxiliares tales como condensadores, inductores, fuentes e interruptores, los cuales permiten definir la condición de prueba. Un objetivo es la limitación del número de elementos y la energía instalada. La estructura adoptada podrá funcionar ya sea de forma repetitiva o en modo impulsional. 21

30 Desarrollo e Implementación de un Banco de Pruebas para Caracterizar Dispositivos de Alta Potencia a) Modo repetitivo Cuando el modo de funcionamiento es en modo repetitivo, el control es a frecuencia fija con un ciclo de trabajo reducido con el fin de limitar el incremento de temperatura del componente. Este modo de funcionamiento tiene la ventaja de ser una evaluación muy cercana a la realidad respecto al cableado y los aspectos térmicos, pero no es adecuado para analizar la conmutación propia del componente. La repetición de ciclos permite establecer métodos de medición por acumulación y efectuar correcciones de ruido síncronos. Sin embargo esta estrategia presenta los siguientes problemas: Potencia instalada igual a las pérdidas del componente, lo que requiere un sistema de enfriamiento y cableado necesariamente grandes. Interdependencia de parámetros: frecuencia, ciclo de trabajo, temperatura, etc. b) Modo impulsional El funcionamiento en modo impulsional es una estrategia de pruebas donde se trata de una experimentación en valores reales de corriente, tensión y temperatura. Además, el componente es sometido una sola vez a las condiciones de conmutación lo que, como ya se mencionó, permite una limitación en número de componentes y de la potencia instalada de la fuente y por otro lado mayor compactación de los componentes, a fin de reducir el cableado Tipo de control Para el control de la operación de los dispositivos auxiliares, así como el disparo del dispositivo bajo prueba, existen dos posibilidades: automático o de tiempo preestablecido. a) Control automático En este esquema de comando, el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares y bajo prueba se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje o corriente. Este sistema de control permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas independientemente de la carga. Es un sistema de control directo. b) Tiempo preestablecido En este tipo de comando se establecen los tiempos de encendido y de apagado de los dispositivos. Este es un sistema de control en lazo abierto, donde los parámetros son solo indirectamente incontrolados. 22

31 Metodología abordada Diseño propuesto para los circuitos de prueba Los circuitos de prueba empleados en cada uno de los modos posibles de conmutación presentan las siguientes características: modo de funcionamiento impulsional (one shot), que permite limitar la energía solicitada a la red, lo que facilita hacer pruebas en casos extremos. uso de un control de tiempo preestablecido capaz de asegurar por un lado su función en los diferentes modos de conmutación y por otro lado ser configurado para un tipo de control dado en función de los parámetros propios del interruptor bajo prueba. minimización del número de elementos auxiliares, de manera que los resultados obtenidos sólo se consideran que son debidos al efecto del dispositivo bajo prueba (DUT) y no a elementos externos interdependientes que modifiquen el comportamiento del dispositivo; esto se realiza con el fin de controlar mejor las condiciones impuestas al dispositivo semiconductor en una aplicación real. El principio de diseño se plantea en la Figura 2.1, la cual considera las siguientes partes: el circuito bajo prueba, el cuál es encargado de reproducir las condiciones de la aplicación circuito auxiliar integrado por componentes pasivos e interruptores auxiliares que debe permitir un ajuste independiente de los parámetros de las condiciones de prueba. En relación a los circuitos de prueba para dispositivos de alta potencia se deben tomar en consideración algunos otros aspectos como son: circuitos limitador de di/dt para controlar el crecimiento de la corriente entre el circuito de potencia y el bus de CD (banco de condensadores) circuitos sujetadores de voltaje para evitar sobretiros de voltaje circuito de control para la carga y descarga de condensadores carga y descarga del banco de condensadores de manera remota Figura 2.1 Principio de diseño de circuitos especiales de prueba 23