CARACTERIZACIÓN DE TRANSISTORES DE MICROONDAS - Frecuencia de ganancia en corriente en cortocircuito unidad: f T - Frecuencia a al cual S 21

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1 CARACTERIZACIÓN DE TRANSISTORES DE MICROONDAS - Frecuencia de ganancia en corriente en cortocircuito unidad: f T - Frecuencia a al cual S 1 =1 o la ganancia en potencia del dispositivo, S 1, es cero db: f s - Frecuencia a la cual la ganancia en potencia disponible máxima del dispositivo, G amax, es uno: f max o frecuencia máxima de oscilación. - Medida de f s : fuente con 50Ω y salida terminada con 50Ω - Medida de h fe a partir de parámetros S - Medida de f max : se adapta de forma conjugada entrada y salida f max >f s PARÁMETROS S DE TRANSISTORES Distinción transistores en chip o encapsulados. Ej.: Medida en un transistor en emisor común (V CB =15V, I C =15 ma) S 11 en emisor común 4.1

2 S en emisor común S 1 en emisor común S 1 en emisor común 4.

3 DISEÑO DE AMPLIFICADORES Ganancia en potencia: G t =P del /P avs Ganancia en potencia unilateral (S 1 =0): G s : desadaptación entre la impedancia de fuente y la puerta 1. Puede contribuir a la ganancia con factor >1. G 0 : referencia al dispositivo y condiciones de polarización. G L : igual que G s pero referido a la salida. G tu es máxima para Γ s =S * * 11, Γ L =S 4.3

4 CÍRCULOS DE GANANCIA CONSTANTES G 1 =cte => Γ s en círculo con centro situado en línea que une centro con S 11 * Estudio similar para la salida. (i=1,) Caso no unilateral: uso de las expresiones de ganancia en potencia G p y ganancia de potencia disponible G A (Gonzalez, G., Microwave transistor amplifiers : analysis and design. Prentice Hall, ) 4.4

5 CÍRCULOS DE FIGURA DE RUIDO CONSTANTE Figura de ruido para red de dos puertas: r n : resistencia de ruido de entrada equivalente g s, b s : parte real e imaginaria de admitancia de fuente. g 0, b 0 : parte real e imaginaria de admitancia de fuente para Fmin. (todos valores normalizados) F=cte => Γ s en circunferencia que depende de Γ 0, F min y r n - (conocidos por características del fabricante o a partir de medidas) - Variación de coeficiente de reflexión hasta minimizar F, medida de figura de ruido (F min ) y del coef. de reflexión (analizador de red). r n a partir de Γ s =0 Familia de círculos de F=F i =cte 4.5

6 F i =F min, N i =0 => R Fi =0, C Fi =Γ 0 - el centro del resto de los círculos cae en vector Γ 0. - Representando círculos de F=cte podemos conocer la F para cualquier Z s. - Ej: si Z s =40+j50Ω => F=5dB, si Z s =50Ω => F=4dB Superposición círculos de ganancia y figura de ruido constantes: - situación de compromiso. Varias etapas: contribución significativa de la ª etapa Compromiso: ganancia 1ª etapa-ruido global 4.6

7 RAZÓN DE ONDA ESTACIONARIA. VSWR = V( d) 1 max 0 V( d) = + Γ 1 Γ min 0 Potencia entregada a una carga: P L = P Γ (1 ) AVS 0 El coef. de reflexión de la carga y en consecuencia el VSWR definen el porcentaje de potencia entregada a la carga. VSWR = 1 Γ = 0 P = P VSWR = Γ = P = P Γ = P 0 L AVS (4%) 0 ref AVS 0 AVS VSWR como parámetro de diseño. Razón de onda estacionaria a la entrada de un amplificador: Z 0 + Red de adaptación E S - Γ a Γ S Γ IN Γ a coeficiente de reflexión en la entrada de la red sin pérdidas. Razón de onda estacionaria a la entrada: VSWR in 1 + Γ Z Z a a = Γ = a 1 Γ Z + Z a Potencia cedida a la carga: P = Γ P (1 ) IN AVS a a 0 0

8 b s Cálculo de la potencia entregada a una carga Γ S b a b=a Γ IN a=b b b Potencia entregada a la carga P IN =P incidente -P reflejada = a - b 1 a ΓIN = = 1 Γ Γ b 1 Γ Γ s S IN s S IN P Potencia entregada: 1 Γ IN = 1 Γ Γ b Potencia disponible ( Γ IN =Γ S* ): P b s = 1 Γ IN s AVS S IN S (1 Γ )(1 Γ ) IN S = = (1 Γ ) IN AVS S AVS AVS a 1 Γ Γ S IN P P M P P Γ = 1 M a (1 Γ )(1 Γ ) Γ Γ Γ = 1 = a S * IN S IN S 1 Γ Γ 1 Γ Γ S IN IN S Circunferencias de VSWR constante. C V VSWR in =cte Γ a =cte. Γ a = Γ a (Γ S ) es una transformación bilineal. Soluciones en una circunferencia: Γ (1 Γ ) Γ (1 Γ ) = = 1 1 * IN a a IN R V Γ Γ Γ Γ IN a IN a Caso: VSWR in =1 Γ a =0 C =Γ R = * V IN V Γ =Γ S * IN 0

9 EJEMPLOS DE DISEÑO Amplificador monoetapa típico: Datos del transistor: S 11, S ctes => términos de adaptación ctes. Propuestas de diseño: 1. amplificador a 1 GHz, G tu =18.3 db. No importa el ruido.. amplificador de ganancia 16dB y figura de ruido mínima 3. amplificador 1GHz-GHz, ganancia máxima de 10 db y figura de ruido menor de 4.5 db 4.7

10 a. Diseño para G umax Elementos de adaptación: inductores, condensadores y líneas de transmisión. Para transformar de una impedancia a otra se necesitan al menos dos elementos variables. La línea de transmisión ya tiene esos dos elementos. Ejemplo con inductores y condensadores: Dibujo en la carta de Smith de círculos de ganancia constante de entrada y salida. Radio cero y centrados en S * * 11 y S F= 6dB - La solución no es única: práctica, elementos disponibles en el 4.8

11 mercado, valores grandes => más elementos (complejidad) 4.9

12 . Diseño para figura de ruido mínima,g Tu =16dB, f=1ghz 1º adaptación de entrada para figura de ruido mínima - C paralelo y L serie desde centro carta hasta punto de F min => obtención de Γ s => G 1 =1.dB=G 1max -1.8 º adaptación de la salida a ganancia 0.78dB nºinfinito de posibilidades => punto cuya prolongación pase por S *. => Respuesta en frecuencia de G simétrica. G 1 no es simétrica En la práctica no se consigue F min (entre 0.5 y db mayor) - elementos con pérdidas - ruido de la ª etapa 4.10

13 - cambios de elementos 3. Diseño de banda ancha con ganancia y figura de ruido específicos. F<4.5dB, fε[1ghz,ghz], G Tu =10dB Diseño de redes entrada y salida para G Tu =10dB a 1GHz y GHz Ganancia más plana => elementos adicionales. Límite práctico modo gráfico: tres frecuencias 1. Adaptar entrada con compromiso entre el ruido a alta y baja f.. localizar S * 11 a 1 y GHz. compromiso ruido: 3.5dB a 1GHz, 4.5 db a GHz. Determinar la ganancia de la entrada después de adaptar a la figura de ruido.. círculos de ganancia constante proporcionan: 0.3dB a 1 GHz y 1.5dB a GHz 4.11

14 3. Calcular ganancia de salida. 1GHz: G Tu =G 1 +G 0 +G =10dB= G => G =-4.3 db GHz: G Tu = 10dB=1.5+8+G => G = 0.5 db 4. Seleccionar elementos de adaptación a la salida.. círculos de ganancia constante. proceso ensayo-error: serie C + paralelo L hasta alcanzar círculo 0.5dB a GHz. Se determina donde se llegaría a 1GHz. Con probabilidad no se alcanza el círculo de -4.3dB Ganancia a frecuencias intermedias? - cálculo de impedancias a 1.5 GHz + círculos de ganancia cte. que intersectan con ellos. (G 1 =1dB, G =-0.5dB, G 0 =10.5 db, G Tu =11.5 db) - Para ganancias no planas añadir elementos adicionales a salida para acabar en círculo -1.5dB a 1.5 GHz. Ganancia plana pero con rizado. 4.1

15 4. Diseño multietapa - Técnicas similares a diseño monoetapa. - impedancias de carga y fuente no son de 50Ω: en general complejas incluso Re(Z)<0 - Se desplaza la impedancia de referencia hasta el punto adecuado en la carta de Smith. Ejemplo: Círculos de ganancia constante de salida de 1ª etapa. Ganancia máxima de 4.3dB. Círculo que intersecta con S 11 de la ª etapa =0dB. => C serie + L paralelo desde impedancia ª etapa (S 11 ) 4.13

16 Amplificadores balanceados -Diseño de banda ancha y ganancia plana con redes de adaptación compensadas: desadaptación de impedancias, deterioro del VSWR. - Solución. Amplificadores balanceados. S 11 Redes de adaptación S 11a Ampl. A S a 50 Ω 50 Ω S 11b Acoplador S b S Ampl. B Acoplador -Elemento básico. Acopladores híbridos de 3dB. -Divisor de potencia de 3dB en entrada -Combinador de potencia de 3dB a la salida -Diseños de acopladores con microstrip: -Acoplador Lange -Acoplador branch-line

17 - Ecuaciones de diseño del acoplador branch-line: Coef. de acoplamiento: 1 C = 10log Z 1 Z Z01 Z Z 0 0 = Z0 Z 01 1 Z Z=50 0 Ω Z 0 =50 Ω Z=50 0 Ω Z 01=35.4Ω Z 01=35.4Ω Z=50 0 Ω Z =50 0 Ω Z=50 0 Ω λ/4 3 λ/4 Z01 Si C=3dB y Z =50 Ω Z = = 35.4 Ω, Z =Z = 50Ω Funcionamiento del acoplador branch-line: Fuente de 50Ω a la entrada y puertas, 3, 4 terminadas en 50Ω Onda incidente en 1: a 1 Onda saliente de : a1 e -jπ/ / 1/ Onda saliente de 3: a1 e -jπ / 1/ Onda saliente de 1: 0 (entrada adaptada) Simetría si se excita en 4 / - Parámetros S: e e [ S] e 0 0 j e 0 0 / = / e e 0 0 / e e 0 0 π

18 -Uso del acoplador branch-line en amplificadores balanceados: Puerta 4 terminada en 50Ω elemento de tres puertas. - Divisor/combinador de tres puertas: [ S] / e e 0 / e = 0 0 e 0 0 -Caso a 1 0, a =0, a 3 =0 (divisor de potencia): a1 / a1 b = e, b = e 3 a a b, 1 1 = b = 3 -Caso a 1 =0, a 3 =a e jπ/ 0 (combinador de potencia): e e b ( a a e ) a b a / / / = + =, = 1 3 1

19 - Caso a 1 0, Γ =S 11a 0, Γ 3 =S 11ab 0 (divisor de potencia). Coeficiente de reflexión a la entrada del amplificador. S 11 b a 3 50 Ω a1 / a = S b = S e 11a 11a a 50 Ω 1 a = S b = S e 3 11b 3 11b Divisor e e a a b a a e S e S b e 1 Γ = S = = 1 11 ( S S 11a 11b) a / 1 1 = + = a 11b 1 a 1 S 11a b 3 S 11b a b 1 Combinador - Caso a 1 =0, a 3 =a e jπ/ 0 (combinador de potencia). Coeficiente de transmisión del amplificador S 1. a a b = e a ' = e S a1 a1 b = e a ' = e S 3 1b / e b ' = 1 ( S + S 1a 1b) a1 / e S = 1 ( S + S 1a 1b) 1 / 1 / 3 1a

20 ACOPLADOR DIRECCIONAL RAMAL

21 Representación del parámetro S 1 en función de la frecuencia. Representación del parámetro S 31 en función de la frecuencia. Representación del parámetro S 41 en función de la frecuencia.

22 Amplificadores realimentados Aplicaciones: amplificadores de banda ancha con respuesta plana y VSWR reducido a entrada y salida. Límite de amplificadores con compensación de ganancia mediante redes de adaptación: < 1 década de frecuencia. Amp. Realimentados: bandas de más de dos décadas y variaciones de ganancia de décimas de db. Limitaciones. Deterioro de figura de ruido y reducción de ganancia de potencia disponible. Configuraciones: serie, paralelo y serie-paralelo R R R 1 R 1 R R R 1 R 1

23 Análisis de la realimentación Modelo de transistores sin elementos parásitos (bajas frecuencias) B + v b e - E r b e C gv m b e E G + v gs - S D gv m gs S i 1 R i B+ + + C v b e E - v 1 - R 1 v - - i 1 R i G+ + D + v gs v1 - S v Matriz de admitancias de FET realimentado: R i1 R R v1 i = gm 1 1 v 1 gmr1 R R + Matriz similar para BJT si r b e +β R 1 >>R Conversión a parámetros S: S S S = S = g Z 1 1 m 0 D R(1 + gmr1) 1 gmz Z = + D (1 + gmr1) R Z0 = DR 0 0 Z0 gmz0 D = 1+ + R R (1 + g R ) m 1 -

24 Condición S 11 =S =0, cuando se cumpla: g Z Z 1 1+ gmr = ó R = R R g S m Z R Z =, S = Z0 R + Z0 Sólo depende de R! Ganancia plana. Configuración paralelo (R 1 =0). (Para BJT se debe cumplir r b e >>R ) R - Ejemplo de diseño: i 1 Dado R + v - v R in S1 R g m A v gm = ; R = Z0(1 S1) Z Ecuaciones de amplificador realimentado: R in i 1 v = Av 0 v 1 = v v R 1 v R = = v Diseño serie-paralelo: 1 1 Av = 1 = 1 Z0 R gm si gm = min R gm Z0 1 1 mmin Z0 Z0 Z0 m Si R in =Z 0 y A v =S 1 Z 0 R = 1 S 1 R = Z (1 S ) 0 1 Z R Z 1 S R ; R R; S 1 R 1 S = g = Z 1 Z Si g es alto R = R R Z m R Z 1 búsqueda de transistor adecuado ; 1 0 R gm R R