Máster en Ingeniería Industrial. Máster en Energías Renovables: Generación Eléctrica. ELECTRÓNICA DE POTENCIA

Transcripción

1 Máster en Ingeniería Industrial Máster en Energías Renovables: Generación Eléctrica. ELECTRÓNICA DE POTENCIA Departamento de Ingeniería Eléctrica y Electrónica UPNA Luis Marroyo Eugenio Gubia Ernesto Barrios Roberto Gonzalez 0

2 TEMARIO Tema 1. Introducción. Tema 2. Tecnología de componentes. Tema 3. Inversor trifásico: control analógico y dimensionado. Tema 4. Digitalización de los lazos de control. Tema 5. Control vectorial de inversores trifásicos. Tema 6. Convertidores multinivel. Tema 7. Análisis del modo común en convertidores electrónicos. Tema 8. Filtros EMI. 1

3 2. TECNOLOGÍA DE COMPONENTES 2.1 Semiconductores de potencia. Funcionan como interruptores y representan la parte más importante de un convertidor estático y, en gran medida, son los que van a fijar sus prestaciones. Los principales son: Diodo: No tienen control ni de encendido ni de apagado. Transistor bipolar: Control de encendido y apagado. Gran capacidad de aguante en tensión-corriente pero no se utilizan por ser controlados con corriente. MOSFET: Control de encendido y apagado. Se controlan con tensión pero tienen una capacidad limitada en tensión. Se utiliza en bajas tensiones-potencias. IGBT: Combina las características de capacidad en tensión-corriente y control por tensión. Son los más utilizados. TIRISTOR: Control de encendido, reversible en tensión y muy lento. Se utiliza en aplicaciones de conexión a red de gran tensión-potencia. GTO: Tiristor modificado para obtener control de apagado. Es muy lento y tiene grandes pérdidas de apagado. IGCT: GTO modificado encapsulado junto al driver. Se controla por fibra óptica y presenta mucha capacidad en tensión-potencia y buenas características de rapidez y pérdidas de conmutación. 2

4 Característica estática de los interruptores más empleados Diodos I k V k I k V k I k V k I k V k Transistores I k I k I k I k V k V k V k V k 2 segmentos BJT IGBT n-mosfet I k I k I k I k I k V k V k V k V k V k 3 segmentos Tiristor Ik Ik Ik Ik Síntesis de interruptores de 3 segmentos Vk = y = Vk Vk Vk 3

5 2.1.1 DIODO. Es el semiconductor más sencillo y consta únicamente de una unión PN. En electrónica de potencia la capa N se divide en dos partes, una primera poco dopada (capa N - ) y otra muy dopada (capa N + ). La capa poco dopada es necesaria para que el transistor pueda aguantar grandes tensiones y su espesor depende de la tensión que tiene que bloquear. Cuando se aplica una tensión V AK >0 la unión se llena de portadores (el + repele los huecos de la capa P y atrae los electrones de la N) y el diodo conduce. La corriente se puede ver cómo un flujo de huecos. Cuando se aplica una tensión V AK <0 la unión se queda sin portadores que puedan conducir y el diodo se apaga. Para que el diodo empiece a conducir habrá que llenar la unión de portadores y para que se corte habrá que extraerlos. El comportamiento (almacenamiento de cargas) es similar al de un condensador toda unión PN tendrá asociado un condensador parásito durante el apagado (extracción de cargas) circulará una corriente negativa. A IF Anodo (A) Anodo (A) Anodo (A) A VAK p n - + n p _ n _ p n _ p n C pn K Cátodo (K) Cátodo (K) Cátodo (K) K Símbolo Estructura Diodo polarizado en directa Diodo polarizado en inversa Capacidad parásita equivalente 4

6 Característica estática Para que el diodo empiece a conducir se necesita una tensión mínima para acercar los portadores a la unión PN. En conducción el diodo se comporta, de forma aproximada, como una fuente de tensión, V TO, de 0.8 a 2 V en serie con una resistencia, r T, de mω. En corte, si se sobrepasa la tensión máxima que aguanta la unión, denominada tensión de ruptura (V RRM ), el diodo entra en avalancha produciéndose la rotura de la unión PN con la consecuente destrucción del diodo. A I F Caída de tensión en directa (V F ) Anodo (A) I F I F V AK V RRM V AK V Ak V TO V TO K Cátodo (K) Símbolo Característica estática del diodo Circuito equivalente aproximado 5

7 Característica dinámica Encendido: El diodo empezará a conducir cuando el circuito exterior le aplique una tensión positiva. Sin embargo, inicialmente, en el momento del encendido, en la unión PN no hay portadores lo que hace que aparezca una tensión en bornes del diodo que puede llegar a alcanzar los 30 V. Una vez que la unión se llena de portadores la tensión del diodo disminuye hasta la tensión directa V F. Apagado: En T 0 el circuito exterior hace que la corriente por el diodo (I F ) comience a disminuir. En T 1 la corriente por el diodo llega a cero, pero la unión PN está llena de portadores por lo que sigue conduciendo corriente negativa, que corresponde con la extracción de cargas de la unión. En T 2 las cargas han sido extraídas y el diodo se corta, produciéndose una brusca variación de la corriente hasta anularse en T 3. En el intervalo T 2 -T 3 conviven grandes valores de tensión y corriente Pérdidas de conmutación. IF VAK IRRM T RR QRR I RRM : corriente de recuperación inversa máxima. Es función del valor de la corriente al inicio y de la di F /dt durante el apagado (cuanto mayor es la di F /dt mayor es la I RRM ) Q RR : Carga de recuperación inversa (carga a extraer de la unión). T0 T1 T2 T3 T RR : Tiempo de recuperación inversa (tiempo de apagado del diodo). 6

8 Característica dinámica Si el diodo debe trabajar a una frecuencia alta se necesita que la conmutación se realice de forma rápida (T RR pequeño). Esto se consigue realizando dopajes suaves, que implican una menor cantidad de portadores (cargas) en la unión. El inconveniente de esta técnica es que al disponer de un menor número de portadores la caída de tensión en conducción es mayor. Existen en el mercado diodos especializados para bajas ( baja tensión de conducción) y altas (bajo T RR ) frecuencias de conmutación. Además, existen un tipo de diodos, denominados Schottky, que presentan una caída de tensión en conducción inferior a los 0,3V. Estos diodos se utilizan para aplicaciones de baja tensión. TIPO DE DIODO T RR CORRIENTE TENSIÓN V F Propósito general Rectificadores de baja frecuencia (50 Hz) >2 µs 1A- 1 ka 10V- 10 KV 1,6 V Rápidos (alta frecuencia) <200 ns 1A- 1 ka 50V- 3,3 KV Schottky < 1 µs 0,1 A- 10 A 50V- 120 V 2,8 V 0,3 V 7

9 Pérdidas en el diodo: Pérdidas instantáneas (p con ) y media (P con ) en conducción (P con ): Anodo (A) I F con 2 F ( IF ) IF VT 0 IF rt IF p = V + V F T Pcon = Tcon 0 Si I F Cte VF ( IF ) IF dt VF ( IF ) TON ( D) IF Tcon 2 ( VT 0 IF + rt IF ) TON ( D Tcon 1 ON ( D) ) V TO Cátodo (K) Pérdidas de conmutación: Se obtienen a partir de la energía perdida durante el encendido (E on ) y durante el apagado (E off ) multiplicándolas por la frecuencia de conmutación F con (número de conmutaciones por unidad de tiempo). - La energía perdida durante el encendido es despreciable, Eon=0 8

10 Pérdidas en el diodo: Pérdidas de conmutación: - La energía perdida durante el apagado, E off (I F, V R, di F /dt), se puede calcular a partir de la gráfica correspondiente en las hojas características corrigiendo el efecto de la tensión y la corriente. Habitualmente, la di F /dt la marca el transistor con el que forma la célula elemental de conmutación, que a su vez depende de su resistencia de puerta R G. La potencia se obtiene multiplicando la E off por la frecuencia de conmutación, F con. Poff = Eoff ( IF, VR, dif / dt) Fcon Eoff VR 0,6 I ( I F Fref, VRref, dif / dt)( ) ( VRref IFref 0,6 ) KoffRG Fcon K offrg es un coeficiente que permite tener en cuenta la influencia de R G (similar a como se verá para el IGBT). Si no se dispone de la gráfica de E off, la energía perdida durante el apagado se puede calcular, de forma aproximada, a partir de la carga de recuperación inversa (Q RR ) y la tensión inversa, V R, a la cual se que corta el diodo (valor distinto al de la máxima tensión que aguanta el diodo, V RR ): P off = E ( I, V, di / dt) off F R F F con K off Q RR V R F con K off depende de la tecnología del diodo y habitualmente toma valores cercanos a 0,25. 9

11 2.1.2 IGBT. El transistor bipolar de puerta aislada es un elemento híbrido que puede verse como un MOSFET controlando a un BJT para aprovechar las ventajas de ambos: Control por tensión y característica de salida similar a la del BJT. Su estructura corresponde a la de un MOSFET al cual se le ha añadido en el drenador (colector) una tercera unión PN que inyecta portadores minoritarios en el canal cuando el IGBT conduce. Cuanto menos se dopa la capa N - (menos cargas) más rápido mayor V CEsat. Cuanto mayor es el espesor de la capa N - mayor es la tensión que aguanta mayor V CEsat Con tensiones que van desde los 250 V hasta los 6,6 kv y corrientes superiores a los 2400A es el elemento más utilizado en la electrónica de potencia (del kw a varios MW). Emisor Puerta C C n + n + G p G V CE n - n + p + E E Colector (a) Estructura (b) Circuito equivalente (c) Símbolo 10

12 Característica estática del IGBT Tensión positiva. V CE > 0. En conducción si V GE V GE(th) 5 ó 6 V: Para garantizar la saturación habitualmente V GE = 15V. En saturación el IGBT se comporta como una fuente de tensión (V CE( T0) )) con una resistencia en serie (r CE ). La V CEsat aumenta con la temperatura se puedan conectar en paralelo. En corte si V GE V GE(th) (típico V GE = -5). Entrada en avalancha si V CE > BV CES. Tensión negativa. V CE < 0. Si V CE > V RRM Corte Si V CE < V RRM Avalancha V GE G Ic C C E I C V CE r CE V CE(TO) Característica de salida en función de V GE. Semikron 400 GA 173 D E Circuito equivalente en conducción 11

13 Conmutaciones del IGBT: Característica dinámica del IGBT Durante las conmutaciones es necesario cargar y descargar las diferentes capacidades parásitas del IGBT, por lo que se verán fuertemente influenciadas por éstas y por la resistencia de puerta (R G ). ENCENDIDO I G V G V G V G V GE(th) V G / R G I DC V DC V DC C GC I DC R G CCE C GE V G V GE I G I D V DS t 0 -t 1 : Tiempo de retraso de encendido o Turn-on Delay Time (t don ). Es el tiempo que va desde la aplicación de la orden de encendido hasta que V GE alcanza el valor de V GS(th). Durante este intervalo, como V GS está por debajo de la tensión umbral, el IGBT permanece apagado. La duración de este intervalo depende de la capacidad parásita de entrada C ies, que corresponde con C GC y C GE en paralelo, de la R G y y de la V G (carga de una capacidad a través de una resistencia). t 1 -t 2 : Tiempo de subida o Rise Time (t r ). Es el tiempo que tarda I C en pasar del 10% al 90% de su valor final. Su valor depende de las características del IGBT y de R G. El pico de la corriente al final de intervalo es debido a la corriente inversa del diodo complementario. Durante este intervalo el diodo sigue conduciendo, por lo que V CE no varía y la tensión V GE sigue creciendo. Por último destacar que se producen grandes pérdidas al convivir grandes valores de tensión y corriente. t 2 -t 3 : Una vez bloqueado el diodo la tensión V CE comienza a bajar. En este intervalo toda la corriente I G es absorbida por la descarga de la capacidad C GC (efecto Miller) por lo que la tensión V GE permanece prácticamente constante. Se producen grandes pérdidas al convivir grandes valores de tensión y corriente. t 3 - : Una vez terminada la conmutación del MOSFET la tensión de puerta (V GE ) sigue subiendo hasta alcanzar el valor V G. El valor de la capacidad de entrada Cies varía con V CE, siendo mayor cuanto menor es V CE la constante de tiempo del sistema mayor (menor pendiente). 12 t 0 t 1 t 2 t 3

14 Conmutaciones del IGBT: APAGADO V DC V G I G C GC R G C GE CCE I DC t 0 -t 1 : Tiempo de retraso de apagado o Turn-off Delay Time (t doff ). Es el tiempo que va desde la aplicación de la orden de apagado hasta que la tensión V GE alcanza el valor de V GE(th). Durante este intervalo, como V GE es superior a la tensión umbral, el IGBT permanece encendido. La duración de este tiempo depende de la capacidad parásita de entrada (C ies ) y de R G. La duración de este retraso es generalmente mucho mayor que el del encendido dado que la C ies presenta un fuerte valor cuando el IGBT conduce (V CE pequeña). V G V G t 1 -t 2 : Una vez alcanzada V GE(th) la tensión V CE comienza a aumentar hasta alcanzar el valor de V DC. En este intervalo toda la corriente I G es absorbida por V G V GE(th) V GE I G la carga de la capacidad C GC (efecto Miller) por lo que la tensión V GE permanece constante. La intensidad del IGBT no varía debido a que el diodo complementario sigue cortado al estar sometido a una tensión negativa. Durante este intervalo se producen grandes pérdidas al convivir nuevamente grandes valores de tensión y corriente. V G / R G I DC V DC t 0 t 1 t 2 t 3 I C V CE t 2 -t 3 : Tiempo de bajada o Fall Time (t f ). Tiempo que tarda la corriente en pasar del 90% al 10%. Este tiempo varia muy poco con el valor de R G. La caída de tensión en las inductancia parásitas se suma a la tensión de corte pudiéndose producir una sobretensión en el IGBT. Al final de este periodo aparece una corriente de cola debida a la conmutación más lenta del BJT (carga almacenada en su base o huecos en la región n-). Esta cola aumentan las pérdidas de apagado del IGBT. A partir de t 3 la tensión de puerta (V GE ) sigue bajando hasta anularse. 13

15 La información sobre las capacidades parásitas la da el fabricante a partir de la capacidad de entrada (C ies ), capcidad de salida (C oes ) y capacidad de miller (C res ). C C C ies oes res = C = C = C GE CE GC + C + C GC GC Para un IGBT dado, los tiempos de conmutación dependen de la resistencia de puerta (R G ) y de I c. Habitualmente el tiempo de retraso en el apagado (t doff ) es mayor que el de encendido (t don ). 14

16 Pérdidas en el IGBT: Pérdidas de conducción: Se pueden calcular a partir del circuito formado por una fuente de tensión (V CE( T0) ) con una resistencia en serie (r CE ) que representa el comportamiento del IGBT. r CE Ic C Potencia instantánea: 2 p con = VCEsat ( IC ) IC VCE ( TO) IC + rce IC V CE(TO) Potencia media: (suponiendo Ic=cte.) 1 T Pcon = Tcon 0 VCEsat ( IC ) IC dt 2 ( V I + r I ) CE( TO) F CE TON ( IGBT C Tcon ON ( IGBT ) ) E En la mayoría de los casos el fabricante da una gráfica con el valor de la V CEsat en función de la corriente de colector (Ic) y de la tensión de puerta (V GE ). Utilizando esta gráfica, las pérdidas de conducción quedan: Potencia instantánea p con = VCEsat ( IC ) IC Potencia media (suponiendo Ic=cte.) T Pcon = Tcon 0 TON ( IGBT VCEsat ( IC ) IC dt = VCEsat ( IC ) IC Tcon 1 ON ( IGBT ) ) 15

17 Pérdidas de conmutación: La energía perdida en cada conmutación depende de la tensión (V CE ) y corriente (I C ) de trabajo, así como de la tensión de control (V GE ) y la resistencia de puerta (R G ). Se puede obtener a partir de las hojas de características del fabricante, E ON (V CEref, I Cref, R Gref ) y E OFF (V CEref, I Cref, R Gref ) pasándola a las condiciones reales: Eon ( VCE, IC, RG ) Eon ( VCEref, ICref, R Gref VCE 1,3 I )( ) ( C ) KRGon VCEref ICref Eoff ( VCE, IC, RG ) Eoff ( VCEref, ICref, R Gref VCE 1,3 I )( ) ( C ) KRGoff VCEref ICref Las constantes K RGon y K RGoff se calculan, a partir de la gráfica de pérdidas de conmutación en función de R G, comparando las pérdidas obtenidas con la RGref de la gráfica anterior (6 Ω en este caso) y la RG utilizada: K RGon = Eon ( VCEref, ICref, RG ) Eon ( VCEref, ICref, RGref ) Eoff ( VCEref, ICref, RG ) K RGoff = Eoff ( VCEref, ICref, RGref ) Las pérdidas de conmutación (P conm ) para una frecuencia de conmutación F con serán: P = ( E + E ) conm ON OFF F con 16

18 Áreas de seguridad SOA. Safe Operating Area, muestra la zona de trabajo sin problemas en condiciones de funcionamiento continuo o pulsante. RBSOA. Reversed Biased Safe Operating Area ) Área de seguridad en inversa. Limita la zona dentro de la cual debe permanecer el punto de funcionamiento durante la conmutación de apagado, para un funcionamiento repetitivo. SCSOA. Short Circuit Safe Operating Area ). Cuando se cortocircuita un IGBT, este entra en la región continua limitando la corriente máxima a un valor comprendido entre 3 (gran potencia) y 10 (pequeña potencia). Si se respetan los límites de tensión (habitualmente inferior a V CES ) y corriente (límite de V GE ) marcados en la SCSOA, se dispone de 10µs para cortar el IGBT sin que se produzca su destrucción Tc = 25 ºC Tj < 150 ºC 3 Tj<150ºC V = ±15 V GE 4 Tj<150ºC V V GE = ±15 t sc < 10 µs Ic µs Ic/Icn 2 Ic/Icn µs 1 ms 10 ms DC Vce Vce Vce a) SOA b) RBSOA c) SCSOA 17

19 IGBTs Comerciales IGBT de EUPEC (1200V-600A) IGBT de IXYS (600V-100A) IGBT de IXYS (600V-40A) IGBT con diodo en antiparalelo de EUPEC (3300V-1200A) Módulos de SEMIKRON (600V-300A) Módulo de EUPEC (1200V-400A) 18

20 2.1.3 Utilización de los semiconductores. P (kva) TIRISTOR (HVDC, molinos de minas, hornos de fundición, etc GTO (Statcom, propulsión naval, hornos industriales) IGCT (Statcom, hornos industriales, propulsión naval..) HVIGBT-IEGT (tracción ferroviaria, generadores eólicos, Accionamientos industriales de potencia, etc.) IGBT (energías renovables, accionamientos industriales de pequeña y mediana potencia, calentamiento por inducción, robótica, máquina herramienta, UPS, etc. CoolMOS (telecomunicaciones, televisores LCD, iluminación) MOSFET (automoción, fuentes de alimentación f (khz) 19

21 2.1.4 Driver. Adecua la señal de control de encendido y apagado a las exigencias del semiconductor. Habitualmente incorporan las siguientes funciones: Amplificación de la señal de control a los valores de tensión y corriente necesarios. Aislamiento galvánico (transformador de pulsos, opto-acoplador o fibra óptica). Protecciones contra tensiones bajas de alimentación y cortocircuitos. Cuanto menor sea Rg menor será el tiempo de conmutación, y las pérdidas, pero mayor será el pico de corriente por el driver, la corriente inversa del diodo que se apaga y las EMIs. Se puede hacer el encendido más lento que el apagado poniendo otra Rg en paralelo con un diodo. Fuente DC aislada Sistema digital de control Señal control (digital) Acoplamiento entrada + Vdc Amplificador señales Rg IGBT Ref control Señal Error (digital) Acoplamiento Señal error Circuito Driver Detección anomalías Ref. Driver Medida Vce Esquema funcional del driver Driver de Eupec para 2 IGBTs de hasta 1700V 3600A) 20

22 2.1.5 Sistema de refrigeración. El límite de la corriente media que puede circular por el semiconductor es un límite térmico. Las pérdidas (P per ), que dependen de la corriente y de la frecuencia de conmutación, se transforman en calor elevando la temperatura de la unión La corriente máxima la determinan las pérdidas del semiconductor (P per ), la temperatura máxima de trabajo del silicio (T jmax 125º), la temperatura de ambiente máxima (T amax ) y la resistencia térmica total (R thja ). Para disminuir la resistencia térmica se dota al encapsulado de una parte metálica (placa base) a la que se acopla la unión (silicio) a través de un aislante. Habitualmente, se utilizan radiadores que permiten disminuir la resistencia térmica del conjunto. Encapsulado de plastico Radiador Resistencias térmicas (ºC/W) Silicio Aislante Encapsulado metálico R thjc - resistencia unión (junction) - carcasa (case) R thch - resistencia carcasa - Radiador (heatsink) R thha - resistencia Radiador - ambiente Tj Pper Tc Ta Circuito eléctrico equivalente del proceso de disipación térmica j a Th Rthjc Rthch Rthha T = T + R P = T + ( R + R + R ) thja per a thjc thch thha P per Temperaturas T j - Temperatura de la unión. T c - temperatura de la carcasa T h - temperatura del radiador T a - temperatura ambiente 21

23 Las pérdidas máximas que se podrán dar en el semiconductor serán: Pper max = T j max Ta max ( Rthjc + Rthch + Rthha ) Para aumentar las pérdidas que admite un determinado semiconductor y, por tanto, la potencia del convertidor y la frecuencia de conmutación, se deben reducir todo lo posible las resistencias térmicas que hay entre la unión y el ambiente. La resistencia térmica desde la unión al encapsulado (R thjc ) depende del tipo de encapsulado (su valor lo dará el fabricante en las hojas de características, o datasheet, del semiconductor) y no se puede reducir. Para reducir la resistencia térmica del encapsulado al radiador se deben utilizar superficies lisas y limpias y, además, hay poner una pasta conductora térmica entre ambos. Esta pasta reduce el aumento de la resistencia térmica debido a los microporos de las superficies metálicas. Aplicación de pasta térmica con rodillo 22

24 Algunos semiconductores no incluyen el aislante entre la unión y la placa base por lo que hay que poner una lámina de aislante entre el encapsulado y el radiador, lo que aumenta la R thch Ejemplos de valores de R thch en función del tipo de encapsulado: TO220 En muy alta potencia se suele reducir la R thch a la mitad evacuando las pérdidas por los dos lados del semiconductor. En este caso, la unión no está aislada del encapsulado y la corriente tiene que pasar por los radiadores que quedan al mismo potencial que la unión con la que están en contacto Módulo Encapsulado para refrigeración por ambos lados (botón) Directo: R thch = 0,8 ºC/W Con pasta: R thch = 0,5 ºC/W Con aislante y pasta: R thch = 1,2 ºC/W Con pasta: R thch = 0,038ºC/W R thch = 0,003ºC/W 23

25 Una vez fijadas el resto de variables se calcula la resistencia térmica máxima del radiador al ambiente que se puede tener: Tj max Ta max Rthha Pper max Rthjc Rthch Como temperatura máxima de la unión se suele tomar 125º. El trabajar a mayor temperatura reduce la vida útil del semiconductor (la temperatura máxima de ruptura del silicio está en el entorno a los 200ºC) Una vez calculada la R thha se elige el radiador a utilizar. Hay que tener en cuenta que la R thha que marca el fabricante en las hojas de características corresponde a una determinada posición del radiador (con las aletas en vertical) y un entorno abierto. Para mejorar la evacuación de calor por radiación se suelen utilizar radiadores negros. IGBT (1200V, 40 A) R thjc = 0,33ºC/W R thja = 40ºC/W R thch = 0,5ºC/W R thha = 13ºC/W R thja = 13,83ºC/W R thha = 9ºC/W R thja = 9,83ºC/W 24

26 En el caso de los módulos, donde se encapsulan varios semiconductores juntos, el circuito térmico se analiza a partir de su equivalente eléctrico considerando que la temperatura de la placa base (encapsulado) es la misma para todos ellos. T j1 T j2 R thjc1 P per1 R thjc2 P per2 T c R thch T h R thha P per1 + P per2 Tc T a = Ta + ( Rthch + Rthha ) T j1 = Tc + Rthjc1 Pper1 Tj2 = Tc + Rthjc2... Pper 2 Habitualmente los fabricantes dan dos valores de resistencias térmicas, una para los diodos y otra para los IGBTs. Pper 25

27 Los radiadores para módulos consisten en un determinado perfil donde la longitud del radiador se elige de forma a obtener la resistencia térmica necesaria. Esta resistencia térmica depende del número de módulos montados en el radiador (n), anchura de la placa base del módulo (b) y potencia de pérdidas disipada (P). Para calcular las temperaturas se supone que la temperatura del radiador es la misma en todos los puntos el mismo. T j1 Módulo 2 T j2 Th = Ta + Rthha per P per1 P per2 P Tc _ mod2 = Th + Rthch Pper _ mod2 R thjc1 T c_mod2 P per_mod2 R thch R thha R thjc2 Módulo 1 Módulo 3 T h T j1 = Tc _ mod2 + Rthjc1 Pper1 Tj2 = Tc _ mod2 + Rthjc2... Pper2 T a Radiador P4 de SEMIKRON 26

28 La R thha se puede reducir utilizando ventilación forzada con aire. La reducción que se consigue depende, además de n, b y P, de la velocidad del aire. Factor de reducción de la R thha en función de la velocidad del aire. Valor de la R thha del radiador P16 con su ventilador para diferentes puntos de funcionamiento 27

29 En potencias muy grandes se utiliza refrigeración por agua para conseguir reducir la R thha así como el volumen del radiador. El inconveniente es que se complica mucho el sistema de refrigeración del líquido refrigerante. R thha en función de la velocidad del refrigerante para el radiador HNC 52 de SEMIKRON. Circuito de refrigeración por agua. 28

30 Como es un límite térmico, un convertidor permite sobrecorrientes durante tiempos lo suficientemente reducidos como para que no le de tiempo a la temperatura de la sobrepasar su valor máximo. T j = Pper t1 τ R th th 1 e Para calcular la temperatura alcanzada cuando, estando en un determinado punto de trabajo se produce una sobrecorrinete, se trabaja con la impedancia térmica, Z th, cuyo valor depende de la duración del transitorio. T j = ( Zthjc + Zthch + Zthha) Pper 29