UNIVERSIDAD DE CANTABRIA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA DE COMUNICACIONES TESIS DOCTORAL

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1 UNIVERSIDAD DE CANTABRIA DEPARTAMENTO DE INGENIERÍA DE COMUNICACIONES TESIS DOCTORAL Amplificadres de Banda Ancha y Baj Ruid Basads en Tecnlgía de GaAs para Aplicacines de Radimetría Autr: Beatriz Aja Abelán Directres: Mª Luisa de la Fuente Rdríguez Eduard Artal Latrre Tesis Dctral presentada en la Universidad de Cantabria para la btención del títul de Dctra pr la Universidad de Cantabria Santander, Octubre de 006

2 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC Capítul 4 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC 4.1. Intrducción y Objetivs Se han realizad varis diseñs de amplificadres de baj ruid y banda ancha, en tecnlgía mnlítica de GaAs (Arseniur de Gali), en la banda Ka y en la banda Q, cn aplicación a ls móduls psterires del radiómetr Planck, [79], [80]. El prces emplead es el ED0AH, basad en transistres HEMT de alta mvilidad electrónica del fabricante OMMIC. Se trata de un prces específic para aplicacines de micrndas hasta el rang de milimétricas cn una f T de 63 GHz. La falta de circuits amplificadres cmerciales en las bandas de ls radiómetrs de Planck de 30 y 44 GHz cn el 0% de anch de banda, hiz que se realizasen diseñs prpis en tecnlgía MMIC. La elección de la tecnlgía vin mtivada pr las especificacines de ls móduls psterires del radiómetr, y el acces a la fabricación de ls circuits en la fundición de OMMIC. Ls amplificadres de ls móduls psterires n precisan tener un ruid tan baj cm en ls móduls frntales, pr l que la tecnlgía de GaAs que está más madura que la de InP y tiene una accesibilidad mayr, se cnsideró aprpiada para esta aplicación. 4.. Tecnlgía Un circuit mnlític [81], [8], incrpra en un semicnductr simple tant elements activs cm pasivs. En la realización de un diseñ mnlític hay una serie de características que están impuestas pr la tecnlgía, la frecuencia de trabaj y las características del circuit a diseñar. Una de ellas es el tamañ del circuit, el cual está directamente relacinad cn el cste y el rendimient de un MMIC. Cuant menr es el tamañ del circuit menr es su cste, per la densidad de elements pr área puede ser alta y al aumentar la densidad el rendimient disminuye, ya que éste depende, además de la tecnlgía del dispsitiv, del númer de cmpnentes activs dads en un área. Otr psible prblema al tener un circuit de mayr densidad es la aparición de acpl indesead entre ls elements del circuit, sbre td para frecuencias muy altas. OMMIC ha establecid una fórmula empírica, para btener el rendimient de una blea de circuits, deducida de una inspección visual. En esta fórmula, el rendimient es el númer de circuits sin defects visuales dividid pr el númer de circuits de la blea. El espesr del substrat del MMIC es tra de las características que tiene mucha influencia en el circuit a diseñar. El md micrstrip de prpagación es el más adecuad para reducir el tamañ ttal del circuit, ya que n se requiere un plan de masa en la parte superir del substrat y ls pass a masa se pueden realizan a través de vías en cualquier parte del circuit. Las pérdidas y la impedancia de las líneas micrstrip sn inversamente prprcinales al grsr del substrat, mientras que la inductancia y el factr de calidad de la 31

3 4.. Tecnlgía inductancia espiral sn directamente prprcinales. En ls circuits diseñads el espesr del substrat es 100 μm, muy utilizad en circuits de GaAs que requieren pass a masa a través de vías. El mdelad precis de ls elements activs y pasivs así cm de ls circuits de adaptación es un de ls aspects más crítics en el diseñ de un MMIC. También es imprtante la sensibilidad del cmprtamient de un circuit a las variacines de ls elements que l cmpnen en el prces de fabricación Prces ED0AH El prces ED0AH permite realizar transistres PHEMT (Pseudmrphic High Electrnic Mbility Transistr) cn 0. µm de lngitud de puerta. Ests transistres pueden ser de ds mds, el de deplexión cn una tensión de pinch-ff de -0.9 V y el de enriquecimient cn tensión de pinch-ff de 0.5 V. El primer de ells trabaja en la región de tensines de puerta negativas, y el segund en la región de tensines de puerta psitivas, teniend un rang dinámic menr. Ls cmpnentes activs del prces ED0AH están basads en una heterestructura de (Ga,Al)As- (Ga,In)As-GaAs btenida mediante MOVPE (Metal Organic Vapr Phase Epitaxy), usand un sistema de multiblea industrial. La Figura 4.1 muestra el perfil de la capa activa. Figura 4.1. Esquema de capas de un transistr PHEMT del prces ED0AH de OMMIC 4... Análisis del transistr de md deplexión para baj ruid Para realizar el diseñ de amplificadres de baj ruid, es necesari cncer bien el cmprtamient en cuant a ruid y ganancia dispnible de cada transistr en función de su tamañ y del punt de plarización. En tecnlgía mnlítica, un transistr de anchura de puerta (W) se puede cnstruir eligiend diferentes cmbinacines de númer de deds (N d ) cn sus crrespndientes anchuras de ded unidad (W u ), bteniend para cada cas un cmprtamient de ruid diferente. El mdel de ruid prprcinad pr el fabricante, depende de la anchura de puerta ttal y de la crriente drenadr-fuente. Está definid pr ds fuentes de ruid crreladas, y las resistencias de acces en puerta, drenadr y fuente también intrducen ruid. Se han escgid ds transistres PHEMT de md deplexión, cn diferentes tamañs de anchura de puerta, un de ells de 300 μm y el tr de 90 μm. Se ha variad el númer de deds y la anchura de ded unidad para btener siempre la misma anchura ttal, y cmparar su cmprtamient en cuant a ruid. La variación de la figura de ruid mínima, la ganancia dispnible y la resistencia de ruid, de ambs transistres para diferentes tensines de puerta, cn una tensión de drenadr de V, y a una frecuencia de 30 GHz, se muestra en la Figura 4.. Cuand el transistr tiene una anchura ttal pequeña, la figura de ruid mínima va mejrand a medida que el númer de deds aumenta, per existe un númer de deds óptim a partir del cual dich parámetr vuelve a emperar ligeramente. La figura de ruid mínima más pequeña para el transistr de 90 µm se cnsigue cuand el númer de deds es 6 y la anchura de ded unidad 15 µm. Y para tensines de puerta menres, menr es la mínima figura de ruid, per cn la desventaja de que la ganancia dispnible, también es menr. La resistencia de ruid tiene valres más pequeñs cuand la tensión de puerta está en trn a -0. V. Este transistr, de 90 µm de anchura de puerta, siempre es cndicinalmente estable en la banda de interés, independientemente del númer de deds que l frmen. Para el transistr de 300 µm, la mínima figura de ruid es para el mayr númer de deds cn validez del mdel, en este cas 10. Cn este tamañ, a partir de 6 deds, el transistr deja de ser incndicinalmente 3

4 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC estable, cn l cual su ganancia dispnible es menr. Su resistencia de ruid siempre es mayr cn un númer de deds pequeñ. (a) (b) Figura 4.. Figura de ruid mínima, ganancia dispnible y resistencia de ruid, frente a la tensión de puerta y al númer de deds de puerta para un transistr de anchura de puerta (a) 90 µm; (b) 300 µm La variación de la figura de ruid mínima, (4.1), es debida principalmente a ds elements que frman parte del circuit equivalente del transistr, la resistencia de acces de puerta, R g, y la capacidad puerta-fuente, C gs, según las expresines btenidas pr Fukui [83], [84]. La resistencia de puerta viene dada pr (4.3), y la capacidad puerta-fuente pr (4.4). Ambas aumentan en prprción a la anchura de puerta ttal. f F min = 1+ K f g m ( Rs + Rg ) (4.1) f T f T = g 10 3 π C (4.) m gs Rg W Rg = N d (4.3) C = C W + N C (4.4) gs gs d gse Para el mdel de transistr pequeña señal suministrad pr la fundición, C gse = 1.5 ff, R g0 = 0 Ohm para una anchura de puerta de 1 mm. Para un númer de deds pequeñ, la figura de ruid mínima viene dada principalmente pr el valr de la resistencia de puerta. A medida que se utiliza un númer mayr de deds, la resistencia de puerta disminuye per la capacidad puerta-fuente aumenta y se mdifica la figura de ruid mínima, haciend que ésta pueda aumentar disminuir según el efect que dmine. El transistr cn menr anchura de puerta, prprcina una ganancia dispnible que disminuye al cnstruirl cn un númer de deds mayr. Est es debid principalmente al aument que se prduce en las capacidades puerta-fuente, C gs, y puerta-drenadr, C gd (4.5), ya que ambas aumentan al aumentar el númer de deds, 33

5 4.. Tecnlgía siend la C gd la que mayr efect tiene en la caída que se prduce. En cambi cuand la anchura de puerta ttal del transistr es grande, la ganancia dispnible va aumentand cn el númer de deds. C = C W + N C (4.5) gd Para el mdel de transistr pequeña señal suministrad pr la fundición C gde = 1.5 ff gd En el diseñ de un amplificadr baj ruid multietapa, el factr de mérit más imprtante a tener en cuenta es la medida de ruid, M, cuya expresión es la (4.6), dnde F es la figura de ruid y G av es la ganancia dispnible. Utilizand la figura de mérit M, se tiene en cuenta tant el ruid cm la ganancia dispnible, ya que puede currir que utilizand únicamente la figura de ruid se btenga un diseñ cn muy buen cmprtamient en ruid per cn ganancia muy pequeña. G av d gde F M = (4.6) 1+ 1 Cuand se diseña una etapa de un amplificadr baj ruid cn medida de ruid M, al encadenar etapas idénticas en cascada se btendría una figura de ruid igual a M+1. Ésta figura de ruid se btiene a partir de un númer de etapas mínim a partir del cuál la ganancia es l suficientemente alta cm para que encadenar más etapas n incremente el ruid. Este númer de etapas mínim depende de las características del transistr escgid y de su punt de plarización. A su vez el parámetr M depende de la impedancia del generadr, per n de la impedancia de carga, ya que ls ds parámetrs F y G av sn función de la impedancia del generadr. Para cada transistr existe un parámetr de medida de ruid mínim, M min [85]. Si para diseñar un amplificadr se utiliza la M min, se btendrá la mejr medida de ruid cn una ganancia adecuada. La M min viene dada pr (4.7), la cual depende de ls parámetrs de ruid y de ls parámetrs de Scattering del transistr. Y se btiene a partir de las expresines de ls círculs de medida de ruid en función de la ganancia dispnible, cuand el radi es cer. M min b M b ± M 4M a M c = (4.7) M a Cada un de ls parámetrs de (4.7), crrespnde a las siguientes ecuacines. M ( PQ 1 ) 4 a + Γpt + = 1 C (4.8) [ 8rn Re( ΓptC1 ) ( 4rn Γpt + L) P ( L rn ) Q] M b = 1+ Γpt S 4 (4.9) 1 M c [ L 4rn ( Γpt )]L 4 = S (4.10) 1 1 Δ = S (4.11) 11S S1S1 * C = S Δ (4.1) 1 11 S Δ P = S S (4.13) 1 Q = S + S 1 (4.14) ( 1) 1+ Γ min L = pt F (4.15) El ceficiente de reflexión de la entrada, que da lugar a la M min, crrespnde a un únic valr para cada frecuencia, y viene dad pr (4.16). 34

6 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC * M min 1+ Γpt C1 + 4rn S1 Γpt Γmin = (4.16) M 1+ Γ P + S min pt 1 ( 4r L) n Analizand la variación del parámetr de medida de ruid se puede cncer su dependencia cn el tamañ del transistr, el punt de plarización y la distancia entre el ceficiente de reflexión para mínima medida de ruid, y el ceficiente de reflexión óptim del transistr. En la Figura 4.3, se muestra la variación de la medida mínima de ruid para ds transistres de deplexión en ls misms punts de plarización (tensión de drenadr igual a V), per diferente anchura de puerta. El cmprtamient del transistr cn anchura de puerta 300 µm, es similar al de su figura de ruid mínima. En cambi cn una anchura de puerta 90 µm, la mínima figura de ruid, siempre disminuye al cerrar el canal, per la mínima medida de ruid es menr para tensines de puerta en trn a -0.5 V, y cntinuar cerrand el canal, n da mejres resultads, debid a la disminución de la ganancia dispnible. Pr tr lad para cualquier tensión de puerta, el mejr cmprtamient de ruid en el transistr de 90 μm, es cuand está frmad pr cuatr seis deds. (a) (b) Figura 4.3. Medida de ruid mínima frente a la tensión de puerta y al númer de deds de puerta para un transistr de anchura de puerta (a) 90 µm (b) 300 µm En la Figura 4.4 se bserva que el ceficiente de reflexión en 30 GHz, para btener la medida de ruid mínima, está muy próxim al ceficiente óptim de ruid, para ds transistres de diferente tamañ, un de 90 µm y tr de 300 µm. En dicha figura se muestra la variación de dichs ceficientes, cuand ls transistres están cnstruids cn diferente númer de deds. El transistr de 300 µm, cuand está frmad pr ds deds, da un ceficiente de reflexión óptim muy cercan a 50 Ohm, per es cuand mayr ruid tiene. Figura 4.4. Ceficiente de reflexión óptim y ceficiente de reflexión para btener la medida de ruid mínima en función del númer de deds, para un transistr de anchura de puerta 90 µm y tr de 300 µm 35

7 4.3. Métd de Realimentación inductiva Se ha realizad también un análisis para un transistr cn el númer de deds de puerta fij, y variand la anchura de puerta ttal. Se ha cmparad la variación de la mínima figura de ruid, la ganancia dispnible y la resistencia de ruid, para un transistr de seis deds, cm se representa en la Figura 4.5. El aument de la anchura de ded unidad, incrementa el ruid, y al tener un transistr cn mayr anchura ttal prprcina ganancias dispnibles mayres. Figura 4.5. Figura de ruid mínima, ganancia dispnible y resistencia de ruid, frente a la tensión de puerta y a la anchura de ded unidad de puerta para un transistr cn seis deds La Figura 4.6 muestra la figura de ruid mínima y el ceficiente de reflexión que prprcina la medida de ruid mínima para diferentes anchuras de puerta unidad, para un transistr de seis deds. Cuand la anchura de puerta unidad está en trn a 15 µm, se btiene un mínim. Cn tensines de puerta menres, esta medida de ruid también disminuye, per cm la ganancia dispnible también, se necesitarían más etapas para btener la misma figura de ruid. (a) Figura 4.6. (a) Medida de figura de ruid mínima frente la anchura de ded unidad de puerta y a la tensión de puerta, (b) Ceficiente óptim de ruid y ceficiente para mínima medida de figura de ruid; frente la anchura de ded unidad de puerta, para un transistr cn seis 30 GHz (b) Tds ls transistres, de las primeras etapas de ls tres amplificadres de baj ruid diseñads, tienen anchura de puerta de 6x15 µm, ya que ésts, presentan un mejr cmprtamient de ruid Métd de Realimentación inductiva Habitualmente, al realizar el diseñ de un amplificadr de baj ruid cn transistres en fuente cmún en la primera etapa, cuand se le presenta al transistr una impedancia óptima de ruid, la adaptación cnseguida a la entrada suele ser muy pbre. Sin embarg, una técnica utilizada, para cnseguir simultáneamente una figura de ruid óptima y bajas pérdidas es la realimentación serie en fuente. Un diseñ de baj ruid insensible a la desadaptación de la impedancia óptima de ruid, se puede cnseguir cuand la resistencia de ruid (R n ) es l más pequeña psible. La R n determina ls radis de ls círculs de figuras de ruid cnstantes en la carta de Smith, y de alguna manera penaliza la presentación de una impedancia de entrada distinta de la óptima de ruid. 36

8 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC En [86] se presentarn ecuacines y prcedimients de ptimización para el diseñ de amplificadres de baj ruid. Se describe cóm una cmbinación de realimentación serie y paralel, y una aprpiada carga a la salida, pueden usarse para cnseguir el cnjugad de la impedancia de entrada igual a la impedancia óptima de ruid. Al utilizar realimentacines sin pérdidas, sstenía que la mínima figura de ruid permanece cnstante. El cambi en la figura de ruid pr la realimentación paralela serie se desarrlló en [87]. En [88] se analizó la realimentación serie y paralela para btener simultáneamente ruid óptim y buena adaptación. En [89] se presentó la fabricación de un LNA cn realimentación inductiva en tecnlgía mnlítica. Otrs trabajs, [90] han demstrad cn amplificadres en tecnlgía híbrida el emple de realimentación reactiva para mejrar su funcinamient. La tecnlgía mnlítica prprcina mayr repetitividad en la inductancia serie de realimentación, ya que una línea de transmisión de alta impedancia puede ser mdelada y reprducida cn precisión. Y la ptimización de la lngitud de hils de r para cnseguir la impedancia de realimentación óptima, cm en el cas de ls amplificadres híbrids, n es necesaria. A cntinuación, se presenta el análisis en cuant a ruid y ganancia, de un transistr PHEMT del prces ED0AH. Se utiliza siempre un transistr de anchura de puerta 6x15 μm, ya que prprcina, cm se vi en el apartad anterir, el mejr cmprtamient de ruid, cn ganancia y cnsum aceptables. Se han btenid a 30 GHz la figura de ruid mínima (NF min ), resistencia de ruid (R n ) y el factr de estabilidad μ (MU) [91], frente a la impedancia de realimentación serie en fuente Z s = jx s utilizand un esquema cm el mstrad en la Figura 4.7. Ls resultads btenids para un punt de plarización de V d = V y V g = -0.3 V se muestran en la Figura 4.8. Figura 4.7. Esquema de transistr cn realimentación serie en fuente. (a) Figura 4.8. (a) Figura de ruid mínima y resistencia de ruid (b) Factr de estabilidad μ (MU); frente a la impedancia de realimentación Zs = jxs a 30 GHz para un transistr W = 6x15 μm (Vd = V Vg = -0.3 V) (b) La resistencia de ruid mínima (R n ), n cincide cn la mínima NF min, per ambas curren para un element de realimentación inductiv. Además cuand curre la R n mínima, la NF min es ligeramente menr que sin realimentación. La R n mínima es 8.8 Ohm cn L s de 0.51 nh y NF min igual a db. La menr NF min es 0.0 db cn L s de 6.6 nh y R n de 47 Ohm. Cn un element de realimentación capacitiv, se btiene tant la per figura de ruid mínima cm la per resistencia de ruid. Cuand se añade una realimentación inductiva serie entre 0.8 nh y 0.5 nh además se tiene la ventaja de que el transistr se hace incndicinalmente estable. Una realimentación de tip inductiv, se realiza cn una línea de transmisión de alta impedancia a frecuencias de micrndas. La impedancia a la entrada de la línea de transmisión, que se va a utilizar en el análisis de ruid y ganancia de transistr, se muestra en la Figura

9 4.3. Métd de Realimentación inductiva Figura 4.9. Impedancia de una línea de transmisión a 30 GHz cnectada a masa, (W = 4 μm) y lngitud Ls (μm) Del análisis de ruid, cn las diferentes líneas de transmisión en la realimentación de fuente, se btienen menres figuras de ruid mínimas y R n que sin realimentar, per cn menr ganancia dispnible, cm se muestra en la Figura La realimentación de fuente cn mayr reactancia, hace que la figura de ruid y la resistencia de ruid disminuyan, per también la ganancia dispnible, haciend que el transistr sea incndicinalmente estable. Figura Medida de ruid mínima, Ganancia dispnible y anch de banda a 30 GHz para un transistr W = 6x15 μm (Vd = V) cn línea de transmisión de impedancia 110 Ohm y lngitud Ls (μm) La realimentación inductiva en un transistr (HEMT) en md cmún aumenta la parte real de la impedancia de entrada [9], y pr l tant el factr de calidad (Q) disminuye. En la Figura 4.11, se bserva cm el factr de calidad en un transistr de 6x15 μm disminuye cn la lngitud de la línea de realimentación y pr l tant ls anchs de banda sn mayres. Para cada punt de plarización existe una realimentación de fuente que prprcina la M min mínima, que se puede cnseguir cn anchs de banda muy grande. Para calcular el factr de calidad (Q) descargad, se ha aplicad (4.17) y para el anch de banda crrespndiente en f, cn adaptación cnjugada, (4.18). ( in ) ( Z ) Im Z Q = (4.17) Re in f BW = Q (4.18) 38

10 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC Figura Factr de calidad, factr de estabilidad K y medida de ruid mínima, a 30 GHz para un transistr W = 6x15 μm (Vd = V) cn línea de transmisión de impedancia 110 Ohm y lngitud Ls (μm) El cmprtamient para lngitudes de líneas de realimentación entre 75 μm y 15 μm se ha analizad cn más detalle. El resultad de anch de banda en f = 30 GHz, la ganancia dispnible y la M min, se representan en la Figura 4.1. Cm se bserva en la gráficas el anch de banda siempre es muy grande, y la ganancia dispnible (G av ) disminuye para lngitudes realimentación de fuente mayres de 95 μm, dnde el transistr pasa a ser incndicinalmente estable. La mejr M min depende ligeramente de la plarización y la realimentación, y el transistr n es siempre incndicinalmente estable para ests valres. Figura 4.1. Anch de banda a 30 GHz, ganancia dispnible, y medida de ruid mínima para un transistr W = 6x15 μm (Vd = V) cn línea de transmisión de impedancia 110 Ohm y lngitud Ls (μm) 4.4. Métd de Realimentación paralela En las etapas finales de ls LNA mnlítics diseñads, se ha intentad cnseguir ganancia plana, sin tener cm bjetiv cnseguir muy baj ruid, para l cual, se ha utilizad la realimentación paralela. Ls transistres utilizads de la tecnlgía ED0AH, sn cndicinalmente estables, en las frecuencias de trabaj, y las etapas que incluyen realimentación paralela, se han diseñad cmbinand la realimentación paralela cn ls círculs de ganancia en ptencia a la salida. La realimentación paralela en amplificadres, se utiliza para btener grandes anchs de banda, cn bajs ceficientes de reflexión a la entrada y a la salida, así cm una respuesta plana en ganancia [93]-[95]. El esquema de realimentación, se muestra en la Figura Ésta cnsiste en una inductancia (L d ) en la línea de drenadr, y un laz de realimentación cn una resistencia (R ) y una inductancia (L ). Figura Esquema de realimentación paralela en un transistr 39

11 4.4. Métd de Realimentación paralela Ls elements parásits del transistr en una estructura n realimentada, sn ls que limitan el anch de banda al utilizarl para realizar el diseñ de un amplificadr. Mediante la utilización de la realimentación negativa se minimiza el efect de ests parásits, l que permite extender el anch de banda a frecuencias más altas. Para frecuencias en las que ls elements reactivs del transistr sn despreciables, su mdel puede simplificarse, y btenerse una expresión muy sencilla para el cálcul de la resistencia de realimentación, sin cnsiderar las inductancias de realimentación. En [93] se btienen ls parámetrs de scattering para un diseñ mnetapa, a partir del mdel eléctric de pequeña señal y baja frecuencia del transistr. Para cnseguir adaptación a la entrada y a la salida, se impne la cndición de S 11 =0 y S =0, per despejand el valr de R de las expresines de parámetrs de scattering, las ds cndicines únicamente se cumplen simultáneamente cuand la resistencia drenadr-fuente (R ds ) tiende a ser infinita. Cm la R ds es un parámetr del transistr y n es infinita, n se va a pder cnseguir las ds adaptacines al mism tiemp. Slamente se puede impner la cndición de tener buena adaptación a la entrada a la salida. Impniend la cndición de buena adaptación a la entrada slamente, S 11 =0, la resistencia de realimentación R tiene la expresión (4.19), dnde g m es la transcnductancia del transistr, y Z la impedancia característica. R 1 gm + Rds = Z (4.19) Z 1+ R ds Haciend la aprximación Z /R ds <<1 se btiene la expresión (4.0) de R. 1 R = gm + Z R (4.0) ds Si n se impne una cndición de adaptación de entrada salida y se representan gráficamente ls parámetrs de Scattering en función de R, se puede btener la misma adaptación a la entrada que a la salida cuand se escge la resistencia para la cual el parámetr S 11 y el parámetr S se cruzan. El valr de R escgid gráficamente cincide cn el btenid de sustituir ls valres de g m, R ds y Z en (4.0). En la gráfica de la Figura 4.14, se muestra un ejempl de transistr (g m = ; R ds = Ohm) para el cual una resistencia de realimentación de aprximadamente 10 Ohm, prprcina la misma adaptación a la entrada y a la salida siend ambas mejr de 0 db. Figura Parámetrs de scattering de un transistr realimentad, en función de la resistencia de realimentación En alta frecuencia n se pueden aplicar tdas las simplificacines realizadas anterirmente ya que el mdel del transistr pasa a ser más cmplej, siend imprtante tener en cuenta más elements parásits. La resistencia de realimentación (R ) tiene cm función adaptar en baja frecuencia el transistr mediante realimentación negativa. La inductancia L d de la realimentación, se escge para cmpensar la parte capacitiva de la impedancia de salida del transistr en la parte más alta de la banda, es decir es la que prprcina la extensión de la banda. De este md se mejra la adaptación de salida y se elimina la 40

12 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC cmpnente reactiva de la impedancia de salida. La inductancia L reduce la efectividad de la realimentación negativa cuand aumenta la frecuencia, siend la respnsable de la respuesta plana de la ganancia [93] Matriz de Scattering de un transistr realimentad A cntinuación, se btiene la matriz de Scattering de un transistr cn realimentación paralela, en función de ls parámetrs de Scattering del transistr, y a partir de ls parámetrs de admitancia, teniend en cuenta ls tres elements principales de la realimentación paralela. En la Figura 4.15, se muestra la frma de btener la matriz de admitancia, dada pr (4.1). (a) Figura Matrices de admitancias de un transistr cn realimentación paralela (b) a b a b Y + Y + 11 Y1 Y1 [ Y ] = b 11 a b a (4.1) Y 1 + Y1 Y + Y Cada un de ls parámetrs de la matriz de admitancias de (4.1), vienen dads pr (4.) y (4.3). Y Y b 11 b 1 Y Y b 1 b R = R 1 + jωl 1 + jωl R R 1 + jωl 1 + jωl (4.) Y Y a 11 a 1 Y Y a 1 a jωldch + D jωl + = d AH B 1 jωld AH + B H H H BHCH AH D jωld AH + BH AH jωl A + B d H H H (4.3) Dnde A H, B H, C H y D H, es la matriz ABCD dada pr (4.4). A C H H B H = D 1 H Z ( 1 + S ) ( 1 S ) + S S ( 1 + S ) ( 1 + S ) 11 ( 1 + S ) ( 1 S ) + S S ( 1 S ) ( 1 + S ) 11 S 1 S Z S S 1 1 S1S1 + S1S1 (4.4) Haciend la transfrmación, de ls parámetrs de admitancia a scattering, se btienen ls parámetrs de (4.5) (4.8). Dnde Δ, L, Q, Y, N, H, P, T y V, vienen dadas pr (4.9) a (4.37). S 11 Ld L ω V - Z = L T S 1 d = L T d ( Q + ) - 4 Z S (R + j ω L ) + j ω L [- R V - Z N - Z 11 d ( ω L j ω R ) + Z P - 4 Z (R + j ω L ) + j ω L Z H. Z {( S (L + R 1 d ( ω L j ω R ) + Z P - 4 Z (R + j ω L ) + j ω L Z H ) + L N) j ω + Z Q} d d ] (4.5) (4.6) 41

13 4.4. Métd de Realimentación paralela S S 1 = L T (. Ld L ω T - Z = L T d d - Z {( S (L + R ) + L N) j ω + Z Q} 1 d ( ω L j ω R ) + Z P - 4 Z (R + j ω L ) + j ω L Z H ( Q + ) - 4. Z S (R d ( ω L j ω R ) + Z P - 4 Z (R + j ω L ) + j ω L Z H + j ω L ) + j ω L [- R d T - Z N - Z ] d (4.7) (4.8) Δ = S S S1 S1 11 (4.9) L = + S + Δ 1 (4.30) S1 1 Q = + S + Δ + 1 = L (4.31) S1 1 Y = + S Δ 1 = N (4.3) S11 + N = S Δ + 1 = Y (4.33) S11 H = S - S + Δ 3 (4.34) 3 11 P = S + S - S - S - = L - Y - = Q + - N - - = Q N - (4.35) T = 1 - S (4.36) V = S 11 Δ (4.37) a) Círculs de ganancia en ptencia. Para diseñar una etapa amplificadra, cn transistres cndicinalmente estables, se pueden utilizar ls círculs de ganancia en ptencia a la salida del transistr. De este md, se escge una impedancia de carga a la salida para una determinada ganancia y se adapta la entrada, realizand un diseñ desde la salida hacia la entrada. El centr y radi de ls círculs de ganancia en ptencia, vienen dads pr (4.38) y (4.39) respectivamente, para una ganancia G según (4.40). * * ( S Δ S ) g C = 1+ g Δ 11 ( S ) 1 1 ( S Δ ) 1 (4.38) 1 k S1S g + S S g R = (4.39) 1+ g G = 1 S 11 + Γ S L 1 ( 1 ΓL ) ( S Δ ) Re( CΓL ) (4.40) S 1 g = G (4.41) Métd de diseñ Al realizar la realimentación paralela de un transistr se puede cnseguir, que círculs de ganancia en ptencia del cnjunt transistr-realimentación pasen pr el centr de la carta de Smith. De este md, cn una carga a la salida de 50 Ohm, slamente es necesari diseñar una red de entrada para adaptar y cnseguir dicha ganancia en ptencia. Clcand esa misma etapa en cascada cn tras idénticas, se puede diseñar un amplificadr multietapa sin necesidad de diseñar redes interetapa, ya que la impedancia de salida, adecuada para la ganancia escgida de cada etapa individual, es 50 Ohm. Slamente será necesari diseñar una red de entrada, y que también hará de red interetapa para un diseñ multietapa. 4

14 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC Ls elements de la red de realimentación (R, L, L d ) deben cumplir unas determinadas cndicines para cnseguir que ls círculs de ganancia en ptencia a la salida del transistr junt cn la red de realimentación pasen pr el centr de carta de Smith (Z=50+j0). En primer lugar se calculan ls parámetrs de Scattering del transistr realimentad, de md que se btienen expresines que sn función de ls elements de realimentación y de ls parámetrs de Scattering del transistr. ((4.5) (4.37)). Para cmenzar el diseñ de una etapa, se desea que un punt del círcul de ganancia en ptencia en la frecuencia inicial y tr punt de la misma ganancia en ptencia a la frecuencia final de la banda, pasen pr el centr de la carta de Smith para cnseguir dicha ganancia cn una carga de 50 Ohm. Para el cas de tener Γ = 0 j0, la expresión de la ganancia en ptencia está dada pr (4.4). L + G w ( 11 ) = S 1 1 S (4.4) Ds círculs de la misma ganancia para ds frecuencias diferentes pasarán pr el centr de la carta de Smith, cuand el transistr tenga realimentación paralela, si se cumple la cndición de (4.43). Siend cada un de ls parámetrs de Scattering ls del transistr realimentad a las frecuencias inicial de la banda (f 1 ) y final (f ). S 1 f 1 S 11 f S1 1 S f f 1 f = f1 11 f f 0 (4.43) Otras ds cndicines que también se cumplen, sn que para cada una de las frecuencias, el radi y módul del centr del círcul de ganancia en ptencia sn iguales, (4.44), para que dichs círculs tengan cm ceficiente del reflexión el centr de la carta de Smith, 0+j0. C = R (4.44) w f i w( f i ) De l cual se puede btener la igualdad de (4.45), dnde g W viene de sustituir (4.4) en (4.41). w * * ( S Δ S ) 1 k S S g + S S g 0 g (4.45) w 1 1 w = Utilizand ls parámetrs de Scattering del transistr realimentad en (4.45), a la frecuencia inicial de la banda y a la frecuencia final, se tienen ds ecuacines. Para calcular el valr de ls elements de la realimentación, se cnsidera inicialmente, que sól cnsiste en la resistencia, cm se muestra en la Figura Figura Esquema de realimentación inicial para la determinación de R Supniend que las inductancias se utilizan para ecualizar la respuesta en la banda, actuand principalmente en la parte más alta, y la resistencia de realimentación prprcina que la ganancia en la parte más baja de banda sea menr, si se cnsideran las ds inductancias iguales a cer (L d =0, L =0), se btiene la matriz de parámetrs de Scattering cuand R es el únic element de realimentación, (4.46). S S 11rf 1rf S S 1rf rf = S 1 S11 R + Z L R + Ζ M R + Z (S11 + Δ + 1+ S R + Ζ M ) S 1 R + Z (S11 + Δ + 1+ S R + Ζ M S R + Z L R + Ζ M ) (4.46) Dnde L es la expresión de (4.30) y M es (4.47). 43

15 4.4. Métd de Realimentación paralela M S + S S (4.47) = 11 1 S1 + Para diseñar cn un transistr cndicinalmente estable (k<1), la máxima ganancia dispnible es infinita, per para este cas se debe usar la máxima ganancia estable. Se fija la máxima ganancia estable (MSG) que se quiere cnseguir a la frecuencia inicial de la banda cn realimentación resistiva, y se iguala a la máxima ganancia estable del transistr sin realimentar a la frecuencia más alta (4.48). La R hace que la ganancia de la parte baja de la banda se sacrifique para igualarla a la de la frecuencia más alta de la banda. MSG = S S 1 1 f = S S 1 fr 1 fr f 1 = S S 1 f 1 1 f 1 R R + Z + Z ( S11 + Δ + S 1) f f f 1 ( S + Δ + S + 11f 1 f 1 f 1 (4.48) El valr de la resistencia de realimentación se btiene a partir de la ecuación (4.48). Una vez cncida R, se calcula la expresión de la ganancia en ptencia a la frecuencia inicial y final de la banda cuand el ceficiente de reflexión es Γ L = 0+j0. Se desea tener en ambas frecuencias un círcul de igual ganancia en ptencia que pase pr el centr de la carta de Smith. Igualand las expresines de ganancia en ptencia, función de las inductancias de realimentación, a la máxima ganancia estable (MSG), se pueden btener ls valres de ambas inductancias. Obtenids ls valres de ls tres elements de realimentación, se calculan tds ls parámetrs de scattering del transistr realimentad, y se evalúa la ganancia en ptencia que se va a pder cnseguir, así cm sí su estabilidad es incndicinal. En el cas de tener estabilidad cndicinal, se evalúan ls parámetrs S S y S L ((5.9) y (5.19) del próxim capítul), para analizar si la carga de 50 Ohm a la salida y la cnjugada de la entrada están en la zna estable de la carta de Smith. A cntinuación, se muestra un ejempl para un transistr cn anchura de puerta 6x15 μm del prces ED0AH, para una plarización de 3 Vltis de drenadr y -0.1 Vltis de puerta. Desde 10 GHz hasta 60 GHz es cndicinalmente estable. En la Figura 4.17 (a) se muestran ls ceficientes de reflexión a la entrada y a la salida (S 11 y S ), y en la Figura 4.17 (b) la máxima ganancia estable (MSG) y la ganancia en ptencia cn adaptación (MGP) cnjugada a la entrada. (a) Figura Transistr 6x15 μm del prces ED0AH, Vd = 3 V, Vg = -0.1 V; (a) Ceficiente de reflexión a la entrada (S11) y a la salida (S) (b) Máxima ganancia estable (MSG) y ganancia en ptencia cn adaptación (MGP) cnjugada a la entrada (b) Para realizar un diseñ entre 5 GHz y 35 GHz, se escge la MSG a la frecuencia más alta y se btiene el valr de la resistencia de realimentación que hace que a 5 GHz la MSG disminuya hasta ese mism valr. El valr btenid para este ejempl es de Ohm. Cn el valr de la resistencia, se calculan ls parámetrs de scattering del transistr cn ls tres elements de realimentación y se resuelve qué valres de las inductancias L d y L hacen que ls círculs de ganancia en ptencia pasen pr el centr de la carta de Smith en la salida. Para el rang de frecuencias dadas se btienen ds slucines. : L = 0.95 nh cn L d = 44

16 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC nh y L = 0.6 nh cn L d = 0.11 nh. Para la primera de las slucines, se btienen ls círculs de ganancia en ptencia que se muestran en la Figura 4.18 (a), y ls ceficientes de reflexión a la entrada y la salida de la Figura 4.18 (b). (a) Figura Transistr 6x15 μm del prces ED0AH, Vd=3 V, Vg = -0.1 V cn realimentación; (a) círculs de ganancia en ptencia a la salida (b) Ceficientes de reflexión a la entrada (S11) y a la salida (S). (b) Dad que el cnjunt del transistr cn la red de realimentación sigue siend cndicinalmente estable, se han calculad ls parámetrs S S y S L ((5.9) y (5.19)), para analizar si la carga de 50 Ohm a la salida y una carga cn adaptación cnjugada a la entrada están en la zna estable de la carta de Smith. Ambs parámetrs sn mayr que la unidad, Figura 4.19 (a), y pr l tant se puede diseñar una red que adapte a la entrada y se btenga una etapa cn la ganancia plana de 9.6 db en tda la banda, mstrada en la Figura 4.19 (b). El mism transistr cn ls elements de realimentación btenids, se ha simulad cn el simuladr de circuits ADS (Advanced Design System) y se han representad, en la Figura 4.0, ls círculs de ganancia en ptencia btenids para las frecuencias 5, 7, 9, 31, 33 y 35 GHz, bteniéndse que tds ells pasan pr un punt muy cercan al 0+j0. (a) (b) Figura Transistr 6x15 μm del prces ED0AH, Vd=3 V, Vg = -0.1 V cn realimentación; (a) parámetrs de estabilidad SL y SS (b) Ganancia en ptencia cn adaptación cnjugada a la entrada. 45

17 4.5. Redes de Adaptación Figura 4.0. Círculs de ganancia en ptencia a la salida, transistr 6x15 μm ED0AH, Vd=3 V, Vg = -0.1 V cn realimentación, Ohm, L = 0.95 nh cn Ld = nh 4.5. Redes de Adaptación Las redes de adaptación deben prprcinar una impedancia adecuada a la entrada y a la salida de cada transistr, intrduciend las menres pérdidas psibles. La adaptación se puede realizar cn una red que cntenga tant elements cncentrads cm distribuids. La adaptación de una impedancia se puede realizar siempre cn distintas redes, pr l que hay que elegir la más adecuada para cada cas cncret. Las redes de adaptación utilizadas en el diseñ de ls amplificadres sn de ds tres elements, cn tplgías en T en PI, frmadas pr elements reactivs. Inicialmente en el diseñ se utilizan elements cncentrads, que psterirmente se sustituyen pr mdels distribuids de capacidades y líneas micrstrip. Cn las líneas micrtrip se realizan inductancias serie paralel mediante trams acabads en crtcircuit, capacidades paralelas cn trams acabads en abiert. Una vez btenidas las redes de adaptación cn ls elements básics, es necesari añadir el efect de ls cruces de líneas micrstrip para unir tds ls elements, que mdifican ntablemente las impedancias en estas frecuencias de trabaj. El circuit de adaptación final se ptimiza para cnseguir el mejr cmprtamient en tda la banda. En algunas casines las redes de adaptación sn utilizadas cm red de plarización para ls transistres LNA MMIC Banda Ka Se ha realizad el diseñ de ds amplificadres en la banda Ka, un de ells de tres etapas y el tr de cuatr. Ls principales bjetivs de ests diseñs, sn banda ancha, de al mens el 0% en trn a 30 GHz, figura de ruid menr que.5 db, baj cnsum y ganancia mayr de 0 db. Para realizar ambs diseñs se han utilizad ls mdels de ls transistres de pequeña señal, prprcinads pr la fundición para cada plarización. En ambs diseñs tds ls transistres sn de tip deplexión y tamañ 6x15μm. Ls amplificadres se han diseñad utilizand el simuladr MDS (Agilent) y para las redes pasivas se ha emplead, tant ls mdels eléctrics prprcinads pr el fabricante, cm su herramienta de simulación electrmagnética quasi-3d Mmentum LNA MMIC de 4 Etapas a) Diseñ La tplgía del amplificadr de cuatr etapas se muestra en la Figura 4.1. Cnsta de una primera etapa cn realimentación inductiva en fuente y de tres etapas finales cn realimentación paralela. 46

18 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC Figura 4.1. Esquema del Amplificadr MMIC de 4 etapas La primera etapa lleva realimentación inductiva en la fuente, cn el fin de btener baj ruid cn pérdidas de retrn y ganancia raznables. Las tras tres etapas llevan realimentación resistiva paralela, para btener una ganancia cnstante en td el rang de funcinamient, al cmpensar la caída natural en ganancia de un transistr cn la frecuencia. Esta realimentación paralela tiene un impact mínim en la figura de ruid. Ls transistres de las cuatr etapas sn del mism tamañ e iguales a 6x15 μm. El diseñ final de las cuatr etapas es incndicinalmente estable. La realimentación de fuente de la primera etapa se realiza cn una línea en crtcircuit, que presenta a su entrada una impedancia igual a.4+j 41 Ohm. Cn sus redes de adaptación de entrada y salida, prprcina una ganancia de 8 db, cn una figura de ruid de 1.8 db. Las tres etapas cn realimentación paralela, partiern de un diseñ idéntic, aplicand la técnica de la realimentación paralela descrita en el apartad 4.4. Estas tres etapas prprcinan una ganancia de 19 db, ruid de 4 db, y hacen que el circuit sea incndicinalmente estable. Después de tener el diseñ inicial cn ls elements básics, se fuern añadiend ls trams de líneas para tener un circuit realizable. En las frecuencias de milimétricas, tds ls elements que se van añadiend, van mdificand ligeramente el cmprtamient ideal del circuit, pr l que fue necesari realizar ptimizacines, pniend cm bjetivs, las especificacines deseadas y la estabilidad del circuit. Cada una de las etapas se puede plarizar independientemente, y esta plarización se puede cntrlar aplicand cada tensión de puerta y de drenadr. Para las líneas de alimentación, en alguns cass se han utilizad las redes de adaptación, y en trs cass se han añadid líneas de lngitud λ/4. Tdas esta líneas sn acabadas cn un cndensadr de 0.4 pf, que prprcina un crt en la banda de funcinamient. El esquema general simplificad del amplificadr se muestra en la Figura 4.. Figura 4.. Esquema del MMIC de 4 etapas a 30 GHz Para evitar inestabilidades de baja frecuencia, es necesari incluir redes de plarización externas, cn valres de cndensadres mayres que ls que es psible cnstruir cn la tecnlgía mnlítica. Las redes añadidas en puerta y drenadr se muestran en la Figura 4.3. La impedancia que presentan cada una de estas redes en el acces de plarización del MMIC, se muestra en la Figura

19 4.6. LNA MMIC Banda Ka (a) Figura 4.3. Redes de plarización externas al MMIC (a) para las puertas, (b) para ls drenadres (b) Figura 4.4. Impedancia de la red de plarización externa al MMIC (a) para ls drenadres, (b) para las puertas Ls resultads btenids en la simulación del circuit final diseñad, se muestran en la Figura 4.5. En estas simulacines, se han analizad determinadas estructuras del circuit cn el simuladr electrmagnétic quasi-3d Mmentum. También se han incluid ls hils de r de diámetr 5 μm y lngitud 00 μm, que sn ls que se utilizan al mntar el circuit para cnectarl cn las líneas de entrada y salida. Figura 4.5. Cmprtamient en simulación del diseñ del MMIC de 4 etapas a 30 GHz Para realizar el esquema de capas del circuit, cada element individual debe cumplir unas reglas en cuant a tamañ, y dispsición de las capas. Además se deben cumplir ls límites de anchuras mínimas y distancias entre capas. Además de cumplir las reglas del diseñ de capas, también se analizó que ningún cmpnente llegase a ls límites máxims permitids, tales cm la máxima densidad de crriente en ls metales, la máxima temperatura de peración límites de crrientes y tensines de cntinua RF. b) Análisis de Mntecarl Se ha realizad un análisis de sensibilidad del circuit, utilizand el análisis de Mntecarl [8]. Las variacines de tds ls parámetrs tecnlógics, tenids en cuenta, y su distribución, sn prprcinadas pr la fundición. Tds ls parámetrs siguen una distribución gaussiana. La Figura 4.6 muestra la 48

20 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC variación de la ganancia y de la adaptación de entrada para un análisis de cien iteracines. La variación de la figura de ruid, para el mism númer de iteracines se representa en la Figura 4.7. En las tres gráficas, se bserva cm en el principi de la banda se tienen las mayres variacines. Figura 4.6. Ganancia y adaptación de entrada MMIC de 4 etapas a 30 GHz. Análisis de Mntecarl cn 100 iteracines. Figura 4.7. Figura de ruid MMIC de 4 etapas a 30 GHz. Análisis de Mntecarl cn 100 iteracines. A partir del análisis de cien iteracines, se han calculad ls valres medis esperables de ganancia y figura de ruid, en la banda de interés (7-33 GHz). En la Figura 4.8, se bserva que la ganancia puede tener una variación de 1.8 db, y el ruid de tan sól 0.1 db. (a) Figura 4.8. Histgrama de la banda MMIC de 4 etapas a 30 GHz. Análisis de Mntecarl cn 100 iteracines. (a) Ganancia media entre 7 y 33 GHz, (b) Figura de ruid media entre 7 y 33 GHz (b) En ls resultads btenids del análisis de mntecarl, se estudió la estabilidad del circuit a través de ls parámetrs de estabilidad K y μ (MU), y ambs diern un valr mayr que la unidad en el margen de validez del mdel, garantizand la estabilidad incndicinal del amplificadr. 49

21 4.6. LNA MMIC Banda Ka c) Estructura y tamañ del MMIC La Figura 4.9 muestra una ftgrafía del amplificadr mnlític. Su tamañ es igual a 3x1 mm. Tiene ls ch access para la plarización de las puertas y drenadres de cada un de ls transistres independientes. Tds ls cntacts del MMIC sn cuadrads de 80 μm de lad. La distancia de ls cntacts centrales de RF, a la entrada y a la salida, cn ls de masa es de 150 μm. El nmbre que se le di a este circuit fue ba_4stages_amplif. Figura 4.9. Ftgrafía de ls amplificadres MMIC de 4 etapas a 30 GHz d) Caracterización Ls circuits han sid mntad y medids en un útil de fabricación prpia cn access en guía de nda WR- 8. Las transicines para acplar la señal de la guía de nda a micrstrip han sid diseñadas utilizand guías de nda Ridge [96]. La Figura 4.30 muestra una vista del útil de medida que cnsiste en una caja cn cuatr transicines a guía en la que hay mntads ds MMIC y td ell esta sbre una placa, realizada en sustrat FR4, cn circuits de prtección de cntinua. Figura Ftgrafía de la caja cn transición Ridge La caja está diseñada para pder mntar ds circuits independientes cn entradas y salidas en guía WR-8, Figura 4.31 (a). Las pérdidas de cada par de transicines, caracterizadas cn una línea micrstrip sn menres de 1.8 db y la adaptación mejr de 0 db, Figura 4.31 (b). 50

22 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC (a) Figura Transición guía de nda a micrstrip cn una línea de AlO3 (50Ω) de lngitud 1 mm (b) La Figura 4.3 muestra un detalle del mntaje del amplificadr MMIC de 4 etapas, cnectad a líneas micrstrip y a redes de plarización mediante hils de r. Las líneas micrstrip están hechas en substrat Al O 3 cn un espesr de 0.54 mm y cnstante dieléctrica relativa de 9.9. Las redes de plarización cnsisten en resistencias, cndensadres y blques de RF cn el esquema equivalente de la Figura 4.3. Ls cndensadres de 100 pf sn DICAP, de placas paralelas, de Dielectric Labratries (DiLabs). El element RF Blck es un filtr de RF, también del fabricante DiLabs. En la ftgrafía, se ven cuatr en la parte superir del chip, cnectads a las puertas. Las resistencias utilizadas para la plarización de ls drenadres, en la parte inferir del chip, sn de tamañ 030, del fabricante State f the Art (SOTA), de acuerd al esquema de la Figura 4.3 (b). Figura 4.3. Ftgrafía del mntaje de amplificadr MMIC de 4 etapas cn ls circuits de plarización En el amplificadr MMIC diseñad, se han realizad medidas de parámetrs de Scattering y de figura de ruid. La Figura 4.33 muestra la ganancia y el ruid medids para el amplificadr de cuatr etapas cuand se plariza para mejr cmprtamient en ruid. La Figura 4.34 muestra las adaptacines de entrada y salida. Tdas las medidas se han representad junt cn ls resultads btenids en simulación. En las medidas realizadas se bservó un desplazamient hacia frecuencias más altas de aprximadamente 3 GHz. Este cmprtamient del amplificadr, n se predecía en las simulacines ni teniend en cuenta las psibles variacines de ls parámetrs del prces. Para que se ajustasen simulación y medida fue necesari mver a un 70% ls valres riginales de tds ls cndensadres, bteniéndse en ese cas una buena cncrdancia entre simulacines y medidas. En este circuit el anch de banda btenid es del 5% y centrad en 3 GHz. La ganancia es mayr de 0 db desde 8 hasta 36 GHz y una figura de ruid media de.3 db. En 9.5 GHz se btuv la mínima figura de ruid, 1.8 db, cn una ganancia de 1.5 db y pérdidas de retrn de 7.3 db y.5 db en la entrada y salida respectivamente. La Figura 4.35 muestra la figura de ruid y ganancia asciada cuand el amplificadr se plariza para btener máxima ganancia. El cnsum ttal del circuit es de 38 ma. 51

23 4.6. LNA MMIC Banda Ka Figura Figura de ruid y ganancia asciada LNA 4 etapas plarizad para baj ruid Figura Adaptacines de entrada y salida LNA 4 etapas. Figura Figura de ruid y ganancia asciada del LNA 4 etapas plarizad para máxima ganancia LNA MMIC Banda Ka de 3 Etapas a) Diseñ El amplificadr MMIC de baj ruid, de tres etapas, se realizó psterirmente al de cuatr etapas y está basad en el mism esquema. La tplgía del circuit, se muestra en la Figura Figura Esquema del Amplificadr MMIC de 3 etapas en la banda Ka 5

24 Diseñ y Caracterización de Amplificadres de Baj Ruid MMIC Ls transistres de las tres etapas sn de md deplexión y tamañ 6x15 μm. La primera etapa lleva realimentación inductiva en la fuente y las tras ds etapas realimentación resistiva paralela. El esquema simplificad del circuit, se muestra en la Figura Figura Esquema cmplet del amplificadr MMIC de 3 etapas Las redes de plarización externas utilizadas para estabilizar el circuit, sn idénticas a las utilizadas cn el amplificadr de cuatr etapas, mstradas en la Figura 4.3. El cmprtamient en simulación del circuit diseñad se muestra en la Figura En este circuit, varias estructuras también fuern analizadas cn el simuladr electrmagnétic Mmentum. Figura Cmprtamient en simulación del diseñ del MMIC de 3 etapas a 30 GHz El circuit diseñad antes de fabricarl, cumplía tant las reglas del diseñ de capas cm ls límites eléctrics máxims permitids, tales cm la máxima densidad de crriente en ls metales, la máxima temperatura de peración límites de crrientes y tensines de cntinua RF. b) Análisis de Mntecarl Se ha realizad un análisis de sensibilidad del circuit, utilizand el análisis de Mntecarl. La variación de ls parámetrs y su distribución, sn ls prprcinads pr la fundición. La Figura 4.39 muestra la variación de la ganancia y de la adaptación de entrada para un análisis de cien iteracines. La variación de la figura de ruid, para el mism númer de iteracines se representa en la Figura Las variacines que se btienen sn muy pequeñas, sin predecir en ningún mment, que el circuit deje de cumplir las especificacines debid a las tlerancias de fabricación del circuit. Figura Ganancia y adaptación de entrada. Análisis de Mntecarl cn 100 iteracines. 53

25 4.6. LNA MMIC Banda Ka Figura Figura de ruid. Análisis de Mntecarl cn 100 iteracines. A partir del análisis de cien iteracines, se han calculad ls valres medis esperables de ganancia y figura de ruid, en la banda de interés (7-33 GHz). En la Figura 4.41, se bserva que la ganancia puede tener una variación de 1 db, y el ruid de tan sl 0.3 db. (a) Figura Histgrama de la banda. Análisis de Mntecarl cn 100 iteracines. (a) Ganancia media entre 39.6 y 48.4 GHz, (b) Figura de ruid media entre 7 y 33 GHz (b) En este diseñ también se btuv a partir del análisis de mntecarl la estabilidad del circuit. Se btuv ls parámetrs de estabilidad K y μ (MU) mayr que la unidad es td el rang de frecuencias en las que ls mdels tienen validez. c) Estructura y tamañ del MMIC La Figura 4.4 muestra una ftgrafía del amplificadr mnlític. El tamañ es 3x1 mm. Tiene ls seis access para la plarización de las puertas y drenadres de cada un de ls transistres independientes. Tds ls cntacts del MMIC sn de 80 μm. En ls cntacts de RF, la distancia cn ls de masa es de 150 μm. El nmbre que se le di a este circuit fue baa_3stages. Figura 4.4. Ftgrafía de ls amplificadres MMIC de 3 etapas a 30 GHz d) Caracterización La Figura 4.43 muestra un detalle del mntaje del amplificadr MMIC de 3 etapas cnectad a líneas micrstrip y a redes de plarización mediante hils de r. Las líneas micrstrip están hechas en substrat 54