EL RUIDO EN LOS SISTEMAS ELECTRÓNICOS

Transcripción

1 L RUIDO N LOS SISTMAS LCTRÓNICOS l ruido eléctrico puede ser debido a diversas fuentes de procedencia muy diversa. stas fuentes de ruido se clasifican en tres categorías: Ruido intrínseco. Fuentes de ruido originadas por fluctuaciones aleatorias en sistemas físicos. Por ejemplo el ruido térmico de los componentes. Sistemas eléctricos fabricados por el hombre. Por ejemplo: motores, interruptores, ordenadores, etc... Perturbaciones producidas por agentes naturales. Por ejemplo: rayos y descargas electrostáticas. Aquí se va a estudiar las dos últimas categorías que se engloban en la denominación Interferencias electromagnéticas o de forma abreviada MI. Otras definiciones de interés serían: Susceptibilidad o inmunidad lectromagnética (MS): es la habilidad o capacidad de un equipo o dispositivo de funcionar correctamente en presencia de MI. Compatibilidad lectromagnética (MC): es la habilidad de un equipo o dispositivo de funcionar correctamente en un ambiente electromagnético, sin introducir perturbaciones intolerables a otros sistemas de dicho ambiente. l interés por el estudio de las interferencias electromagnéticas es evidente. Para evitar en lo posible los efectos del ruido, se escriben normas y regulaciones de obligado cumplimiento para homologar los equipos, normas que afectan tanto a MS como a MC. Los conceptos que se van a analizar se pueden aplicar tanto a sistemas analógicos como a digitales. n el caso de los digitales, al presentar cierta inmunidad intrínseca al ruido, sólo se verán afectados cuando el nivel de ruido sobrepase su margen de inmunidad. n los circuitos analógicos, el efecto del ruido estará siempre presente y deberemos determinar el nivel máximo que se puede permitir y las técnicas a utilizar para no sobrepasarlo. l estudio de cada forma de acoplo se realizará mediante ejemplos comunes, analizándose las técnicas disponibles para reducir la energía transmitida por el canal. stas técnicas se basan principalmente en el apantallado de circuitos y cables, y en una correcta distribución y conexionado de elementos y circuitos..- LMNTOS QU INTRVINN N L STUDIO D MI. n todo fenómeno de ruido vamos a tener presente siempre los tres bloques que se representan en la figura, fuente de ruido, canal de acoplo, y receptor susceptible al ruido. Partiendo de este esquema, se deduce que existen también tres formas de eliminar la influencia del ruido: liminarlo en la fuente. videntemente, si no existe fuente de ruido no debemos preocuparnos de éste. Los ruidos de origen artificial disminuirán,

2 haciendo que los equipos cumplan unas normas mínimas de MC, mientras que los ruidos de origen natural estarán presentes siempre. FUNT D RUIDO CANAL D ACOPLO RCPTOR D RUIDO Figura. División funcional del fenómeno del ruido. Insensibilizar al receptor. Se puede usar por ejemplo circuitos con alta inmunidad al ruido. Disminuir la energía transmitida por el canal de acoplo, mediante un adecuado diseño de los sistemas. La solución adoptada no es única, sino que normalmente se actúa sobre estos tres bloques, para conseguir los resultados necesarios. Los acoplos de ruidos se dividen en cuatro grupos, atendiendo al camino por el que el ruido pasa de la fuente al receptor: Por impedancia común. Normalmente referido a la impedancia de conductores comunes a la fuente y al receptor de ruido. Acoplo magnético o inductivo. Debido a inductancias mutuas entre fuente y receptor de ruido. Acoplo electrostático o capacitivo. Producido por capacidades parásitas entre fuente y receptor de ruido. Acoplo por radiación electromagnética, también conocido como de alta frecuencia. l acoplo magnético y electrostático son casos particulares del electromagnético. n un problema real de ruido, la interferencia no tiene porqué acoplarse tan sólo por uno de estos caminos, sino que pueden intervenir varios...- jemplos de generación y acoplo de interferencias. Para empezar a tomar contacto con los fundamentos de la generación de ruido y el modo en que afectan a los sistemas, se van a ver algunos ejemplos simples de generación y acoplo de interferencias. Los transitorios en una línea de alimentación se producen al conmutar cargas fuertes, principalmente si estas tienen componentes inductivas importantes. l mecanismo básico de la generación de transitorios se puede ver en la figura 2. n ella, las inductancias son las que presentan los conductores que llevan la alimentación a los circuitos, cuyo valor dependerá de su longitud y su geometría. Si partimos de que los interruptores están cerrados, por los cables circulará una corriente que producirá un campo magnético en su entorno. Cuando abrimos el interruptor I, la corriente sufrirá un cambio brusco que origina una tensión autoinducida en las inductancias que seguirá la siguiente expresión: 2

3 Figura 2. Generación de transitorios en la alimentación. di V '= L dt ste pico de tensión será soportado por el circuito 2 y puede producirle fallos en el funcionamiento e incluso la destrucción si no está debidamente protegido. Transitorios de este tipo se producirán siempre que abramos o cerremos interruptores, relés o que conmuten elementos activos de un estado de corte a otro de conducción. La tensión originada en la conmutación será tanto mayor, cuanto mayor sea la inductancia y la variación de corriente en el circuito. ste transitorio puede conducirse por la línea de alimentación (que incluso puede ser la red eléctrica) e interferir en otros circuitos conectados a la misma. Por otro lado, la apertura o cierre de un interruptor puede producir un arco o chispa entre los elementos de contacto, radiando una energía electromagnética que puede afectar a otros circuitos que no tengan conexión eléctrica con éste. Otro ejemplo de interferencias es el que se muestra en la figura 3. CIRCUITO D CONTROL (microcontrolador) Conducción XCITADOR D MOTOR Radiación I Impedancia común MOTOR Alimentación Figura 3. Acoplamiento de ruidos entre circuitos. Aquí, el ruido de conmutación producido en el motor se refleja como corrientes parásitas en sus cables de excitación, radiando interferencias que afectan a otro sistema nombrado como receptor. Además, el circuito de control del motor y el receptor comparten una impedancia común de alimentación, luego las variaciones importantes del consumo del circuito de control del motor producirán cambios en la tensión de 3

4 alimentación del receptor, y por ello, interferencias. stas interferencias se conducen por la línea de alimentación y pueden afectar a otros equipos conectados a la instalación. Otras fuentes de ruido son las descargas electrostáticas. Sabemos que los materiales disimilares pueden intercambiar electrones originando una diferencia de potencial entre ellos. Por ejemplo, una persona calzada con suelas de goma paseando por una alfombra de lana, empieza a adquirir una carga, (mediante conducción o inducción, la carga negativa de la suela pasa a todo el cuerpo) esta carga crece hasta que un segundo efecto comienza a producirse, la humedad del aire anula la carga superficial del cuerpo. Si la persona cargada toca un equipo, la tensión estática producirá una descarga, ocasionando, como poco, un ruido, y en el caso de que la descarga sea importante y el dispositivo no esté protegido, puede producir daños en los circuitos. La tensión estática adquirida depende de las características de los materiales que intervienen y de la humedad del ambiente. Algunos ejemplos se muestran en la tabla. Tabla. Diferentes tensiones electrostáticas. SITUACIÓN 0-20% humedad 65-90% humedad Persona paseando por una alfombra V.500 V Persona paseando por un suelo de vinilo V 250 V Bolsa común recogida de la mesa de trabajo V.200 V Carpeta de plástico recogida de la mesa V 00 V 2.- INTRODUCCIÓN A LOS CAMPOS LCTROMAGNÉTICOS. Para comprender mejor las diferencias entre los diversos tipos de interferencias y cómo tratarlas, se va ha hacer una revisión de algunos conceptos de campos electromagnéticos. Las características de un campo dependen del generador que lo produce, su frecuencia, el medio de propagación y la distancia entre el generador y el punto de observación. n un punto cercano a la fuente, las características del campo vienen principalmente marcadas por las de la fuente, mientras que en un punto alejado están determinadas principalmente por el medio de propagación. Por esta causa se divide el espacio en dos regiones, atendiendo a la distancia entre la fuente del campo y el punto de observación, tal y como se ve en la figura 4. Se habla de campo cercano cuando el punto de observación se encuentra a una distancia menor de λ/2π de la fuente; para distancias mayores tenemos el campo lejano, donde se considera que las ondas transmitidas son planas. ntre ambas zonas se encuentra un espacio de transición, en el que las características del campo no permiten integrarlo del todo en ninguno de los otros dos. l cociente entre la intensidad de campo eléctrico y magnético se conoce como impedancia de onda (Z=/H). n campo lejano la impedancia de onda es igual a la impedancia característica del medio (Zo=377 Ω en aire o vacío). n campo cercano la 4

5 impedancia de onda viene determinada por el tipo de fuente y el punto donde se observa el campo. Z(Ω) PRDOMINA CAMPO LÉCTRICO d = λ/2π α/d 3 Hα/d 2 ONDAS PLANAS α/d 2 Hα/d 3 Zo=377Ω α/d Hα/d PRDOMINA CAMPO MAGNÉTICO 0. Campo cercano Transición 0 Campo lejano Figura 4. Características de un campo con la distancia. dn Si la fuente tiene una fuerte intensidad eléctrica y baja tensión (/H<377), el campo generado es predominantemente magnético. La fuente básica de campo magnético es un bucle de corriente, lo que corresponde a baja impedancia y alta corriente, figura 5. H H V V Figura 5. Fuentes básicas de campo eléctrico y magnético. Por el contrario, si la fuente tiene alta tensión y baja corriente (/H>377), el campo cercano es predominantemente eléctrico. La fuente básica de campo eléctrico es una antena vertical, lo que corresponde a alta impedancia y baja corriente, figura 5. Las atenuaciones con la distancia del campo eléctrico y magnético se representan para las diversas situaciones en la figura 4. A la hora de estudiar los efectos de un campo, primero debemos calcular si estamos en campo lejano o cercano. n el primer caso, el campo eléctrico y magnético asociado se estudian como un todo y las interferencias producidas se dice que son debidas a radiaciones electromagnéticas. Si por el contrario estamos en campo cercano, se estudia el campo eléctrico y magnético por separado, denominándose el acoplo de interferencias como capacitivo e inductivo respectivamente, y los canales se modelan mediante una capacidad parásita o una inductancia mutua entre fuente y receptor de ruido. Las señales de baja frecuencia suelen producir interferencias de campo cercano, pues a la distancia a la que se puede considerar campo lejano es lo suficientemente grande para que en la mayoría de los casos la potencia de ruido que llega al receptor sea 5

6 despreciable. Las fuentes de interferencia de campo lejano son normalmente de alta frecuencia, por esto al acoplo electromagnético de interferencias se le conoce también como acoplo de alta frecuencia. 3.- FCTIVIDAD D LOS BLINDAJS. Para reducir el acoplo de interferencias en los equipos y cables de transmisión, se recurre a blindarlos con una pantalla de material conductor que debe reunir ciertas propiedades según las características del campo que deseamos eliminar. Vamos a estudiar la efectividad y las características más apropiadas del material a utilizar. La efectividad de un blindaje (S) se expresa en términos de la atenuación que produce sobre la intensidad de campo incidente: S 0 H = 20log S H 20log H = Donde 0 (H 0 ) representa la intensidad de campo incidente en el blindaje y (H ) la intensidad de campo que traspasa el blindaje. La efectividad va a depender de la frecuencia, características del campo y dirección de la incidencia. Al chocar una onda en una superficie metálica, se produce un efecto de reflexión de parte de la energía y otro de absorción, reduciéndose así la energía que llega a superar el apantallamiento. Las pérdidas originadas por reflexión dependen del tipo de campo y de la impedancia de la onda, por lo que son diferentes para campo lejano y cercano, y dentro de este, para el eléctrico y el magnético. Por el contrario, las pérdidas por absorción en el blindaje son iguales para cualquier tipo de campo y sólo dependen de la frecuencia. n la figura 6 se representan todos los efectos que se originan al incidir una onda electromagnética en un blindaje. RADIACIÓN INTRFRNT 0 BLINDAJ RADIACIÓN SCUNDARIA RADIACIÓN SCUNDARIA Figura 6. fectos de la incidencia de una onda en un blindaje. Además de reflexión y absorción, tenemos una rerreflexión de parte de la energía hacia la fuente. sta rerreflexión puede producir un guiado de la señal interferente por el blindaje, y cuando encuentra un punto de discontinuidad es radiada nuevamente, comportándose la discontinuidad como una fuente de interferencia. Una apertura en el blindaje, según su dimensión, dejará pasar parte de la energía produciendo una interferencia secundaria. 6

7 La efectividad total de un blindaje se puede expresar como la suma de las pérdidas debidas a la absorción (A) y reflexión (R), mas un factor (B) de valor negativo que tiene en cuenta la disminución de efectividad debida a las múltiples reflexiones: S=A+R+B (db) n la tabla 2 se muestra la eficiencia de dos blindajes, uno magnético y otro no magnético, para distintos márgenes de frecuencia. La permeabilidad y conductividad de los materiales están normalizadas con las del cobre, como suele ser normal en la bibliografía de MI. Las pérdidas de absorción están dadas para un blindaje de espesor de 0.8 mm. Hay que destacar en esta tabla la menor efectividad de un blindaje frente a campos magnéticos, al ser bastante menores las pérdidas por reflexión; mientras que las pérdidas por absorción son iguales independientemente de las características del campo, variando sólo con la frecuencia y con el grosor de la pantalla. Tabla 2. Comparación de la efectividad de dos blindajes Material Magnético µ γ = 000 σ γ = 0. No magnético µ γ = σ γ = A B C D Frecuencia (KHz) < >00 < >00 Pérdidas absorción A-B C-D A A B C-D Campo magnético A A-B B B-C FCTIVIDAD D LOS BLINDAJS Atenuación (db) >90 B C C D Pérdidas de reflexión Característica Campo eléctrico D Muy inefectivo Inefectivo Medio fectivo Muy efectivo Ondas planas D C-D 3.- Pérdidas por absorción. Al penetrar una onda electromagnética en un blindaje, su amplitud decrece exponencialmente con la distancia conforme profundiza en su interior, induciendo corrientes que provocan la pérdida de energía por efecto Joule. Con la finalidad de comparar los distintos materiales, se utiliza el término profundidad de penetración, que se define como el espesor necesario para una atenuación del 63,3% (unos 9 db) de 7

8 la intensidad en la superficie de entrada. La profundidad de penetración sigue la expresión: δ = µ σ r r f donde la frecuencia viene dada en MHz, la profundidad de penetración en cm, y σ r µ r representan la conductividad y permeabilidad relativas del material respecto al cobre. n la tabla 3 se muestra la profundidad de penetración de diversos materiales con la frecuencia. Tabla 3. Profundidad de penetración (en mm) de varios materiales con la frecuencia. Frecuencia δ para numetal δ para cobre δ para aluminio δ para hierro 00 Hz KHz 0 KHz 00 KHz MHz 0 MHz De la ecuación anterior se deduce que conforme disminuye la frecuencia es más difícil conseguir unas pérdidas por absorción altas, al aumentar la profundidad de penetración del campo. Las pérdidas por absorción siguen la siguiente ecuación: A = 34.3 t µ r σ r f = t 8.67 δ (db) donde t representa el espesor del blindaje en las mismas unidades que la profundidad de penetración. Se ve que la atenuación aumenta proporcionalmente (en db) con el espesor del blindaje. l factor de corrección B debido a las multirreflexiones en el blindaje, y que disminuye la eficacia de éste, toma el valor: B = 20log 2 δ ( e ) t donde t es el espesor y δ la penetración expresadas en las mismas unidades. l factor de corrección es despreciable en la mayoría de las ocasiones, salvo para campos magnéticos cuando las pérdidas por absorción resultan menores de 9 db Pérdidas por reflexión. l cálculo de las pérdidas por reflexión es más complejo que el estudiado debido a la absorción. Dependen de la impedancia característica del campo y del blindaje. n la figura 7 se representa el fenómeno de la reflexión y las ecuaciones que rigen las cantidades de campo eléctrico reflejado y transmitido (aplicables igualmente para campos magnéticos). 8

9 MDIO (Zona exterior) Z MDIO 2 (Blindaje) Z 2 MDIO 3 (Zona blindada) Z 3 Interferencia o r Reflejada p i e r p Z = Z Z + Z 2Z 2 = Z + Z o o Figura 7. Fenómeno de reflexión en un blindaje La impedancia característica de un material sigue la expresión: Z = H = f µ σ r r donde f viene en Hz y la impedancia en Ω. Las ecuaciones que rigen las pérdidas por reflexión son las siguientes: Campos eléctricos: Campos magnéticos: Campos electromagnéticos: µ R = 4.7 0log R = log r f σ 3 r d µ r 2 f d σ r 2 db db fµ r R = 08. 0log db σ r donde la frecuencia viene dada en MHz, y la distancia d entre la fuente del campo y el blindaje en cm. Observamos que en todos los casos nos interesa una permeabilidad pequeña y una conductividad alta para aumentar las pérdidas por reflexión. ste hecho contrasta con la atenuación por absorción, donde interesa que tanto la conductividad como la permeabilidad tomen valores altos. l conflicto con la permeabilidad se resuelve considerando para un tipo de campo en concreto la magnitud relativa de las pérdidas por reflexión y absorción. n campos eléctricos de baja frecuencia, el principal mecanismo de apantallamiento es la reflexión y para alta frecuencia la absorción. Por ello, si queremos obtener una alta eficiencia contra un campo eléctrico de alta frecuencia, debemos centrarnos en aumentar las pérdidas por absorción, utilizando un material con alta permeabilidad y conductividad. Si este campo eléctrico es de baja frecuencia, conviene centrarse en las pérdidas por reflexión, por lo que interesa alta conductividad y baja permeabilidad. 9

10 n el caso de campos magnéticos, el principal mecanismo de apantallamiento es la absorción para todas las frecuencias, por lo que interesa que el material presente alta permeabilidad y conductividad. Si el campo interferente es de ondas planas, interesa obtener altas pérdidas de reflexión y absorción. n estos casos, es una buena práctica utilizar blindajes dobles, con un material de alta reflexión en la parte expuesta a la radiación y otro absorbente en el interior. s usual utilizar un material ferromagnético galvanizado con cobre. Hay que tener en cuenta que los materiales con alta permeabilidad no suelen ser muy buenos conductores, por lo que al utilizarlos se decrementa doblemente las pérdidas por reflexión, pero sí se consigue un incremento efectivo de las pérdidas por absorción fecto de las aperturas. Los cálculos de efectividad en blindajes analizados anteriormente parten de que no existen orificios ni ranuras en el material. n algunas ocasiones es necesario permitir la ventilación de circuitos encerrados en el blindaje para evitar un excesivo aumento de la temperatura. sta necesidad reduce la eficacia del blindaje al permitir que pasen las ondas a su interior. l descenso de efectividad depende principalmente de la máxima dimensión lineal de la ranura (no del área), de la impedancia de la onda incidente y de la frecuencia de la fuente del campo. Un gran número de pequeñas ranuras producen un descenso menor de efectividad que una única ranura con la misma superficie. Una disminución de la efectividad también se produce en las juntas de racks y cajas, si estas no hacen un buen contacto por un mal acoplamiento mecánico o una oxidación del material. Las juntas y orificios en el blindaje producen normalmente una mayor disminución del apantallamiento magnético que del eléctrico, por este motivo se va a realizar el estudio con respecto a los campos magnéticos. Aunque de forma general, las técnicas utilizadas para disminuir el efecto de estas aperturas es la misma para los campos eléctricos. Las máximas pérdidas de eficacia se producen cuando la dimensión lineal de la ranura es igual a la mitad de la longitud de onda del campo incidente. Tamaños mayores a 0.0 de la longitud de onda producen pérdidas importantes de apantallamiento. Podemos obtener una efectividad alta si los agujeros los disponemos en forma de guiaondas (figura 8a). La guiaonda presenta una frecuencia de corte por debajo de la cual se comporta como atenuador, es decir, es un filtro pasoalto. Para una guiaonda circular la frecuencia de corte vale: = D f c 9 donde D es el diámetro en milímetros del agujero. La disposición recomendada para permitir la ventilación es una configuración de agujeros como la representada en la figura 8b. l incremento de efectividad que se obtiene respecto a una gran ranura rectangular de dimensiones LxL es: Hz 2 c L t S = 20log ( db) 3 D D 0

11 ecuación válida para D<λ/2π. Donde vemos que es independiente de la frecuencia siempre que se cumpla la condición anterior. Si la distribución es rectangular con longitudes L y L 2, la ecuación anterior es válida tomando L como la media geométrica de L y L 2. t L D BLINDAJ BLINDAJ D c (a) (b) Figura 8. Guiaondas y disposición de los agujeros de ventilación. 4.- ACOPLO D INTRFRNCIAS POR IMPDANCIA COMÚN. ste acoplo se produce cuando dos circuitos comparten conductores comunes, que en muchas ocasiones suelen ser los de alimentación. Cada conductor presenta una impedancia modelada por una resistencia y una inductancia serie, con lo que las variaciones de la corriente consumida por un circuito, cambian la caída de tensión en la impedancia, y con ello las condiciones de trabajo del otro circuito. n la figura 9 se ha representado un ejemplo de interferencia por impedancia común. Los amplificadores A y A2 acondicionan la salida de un termopar y comparten una línea de masa (A-B) de 5 metros de longitud. La misma línea de masa se utiliza como retorno de la corriente consumida por una carga, corriente que circulará cuando el interruptor esté cerrado. La conexión A-B es un cable de cobre de resistencia equivalente a 0.34Ω, si la carga consume una corriente de 0.5 A cuando el interruptor está cerrado, la caída de tensión entre A y B debida a la carga será de 70 mv. Aplicando superposición, la etapa amplificadora se puede estudiar a partir del circuito de la figura 0, en el que el generador de 70 mv representa el efecto de la corriente de la carga fluyendo por el conductor. Figura 9.jemplo de interferencia por impedancia común.

12 Figura 0. Circuito equivalente de la figura 9 para el estudio de la interferencia. n la figura 0 se ve que la tensión de entrada al segundo amplificador vale Ve=V -V 2, donde V 2 representa el equivalente resistivo de la línea y la caída de tensión producida por la corriente de la carga. Si partimos de que la ganancia del amplificador A es 00, el error sería equivalente a que la tensión del termopar fuera.7 mv diferente de la que realmente es, lo cual equivale, en un termopar hierro-constantan, a un cambio de temperatura de 3ºC, que es un error nada despreciable. ste error estará presente sólo cuando el interruptor esté serrado y circule corriente por la carga. La única forma válida de eliminar el error es evitar que la corriente de la carga circule por el conductor de referencia de los amplificadores. La masa o común de un sistema es un punto de referencia utilizado por sus circuitos. l problema de la impedancia de masa se ha puesto de manifiesto en el ejemplo anterior y también aparecería, como es lógico, en la línea de +Vcc si fuera compartida por ambos circuitos. La diferencia es que los circuitos no suelen ir referenciados a +Vcc, y las variaciones de esta quedan fuertemente atenuadas por el rechazo de la fuente de alimentación de los circuitos. Ω Figura. Amplificador A2 de la figura 0. Vamos a suponer que el amplificador A2 de la figura 0 es el que se representa en la figura, donde se ha incluido el equivalente de la salida de A y de la tensión de ruido producida por el consumo de la carga. La tensión de salida Vo del circuito será: V o = R 2 Ve Vt R + R cuando idealmente, si la resistencia del conductor de referencia fuera nula valdría: t 2

13 V o = R V e 2 R Para eliminar el error se puede utilizar un amplificador diferencial como en la figura 2. n el diferencial la tensión de error V t aparece como tensión en modo común a la entrada y es rechazada por el CMR del circuito. Si la tensión fuera lo suficientemente alta para superar, en las entradas el AO, la de alimentación, sería necesario utilizar un amplificador de aislamiento de forma que este potencial fuera soportado por la barrera de aislamiento. Figura 2. Anulación de la tensión de error con amplificador diferencial. Antes de comenzar con el estudio de los diferentes métodos de conexión de masas, es conveniente considerar que la impedancia de un conductor es función de la frecuencia de la corriente que lo atraviesa. sto es debido a que todo conductor presenta además de una resistencia una inductancia serie cuya impedancia aumenta linealmente al hacerlo la frecuencia. Por ejemplo, una pista de cobre de 0.5 mm de anchura y 0 cm de longitud equivale a una resistencia de 50 mω en serie con una inductancia de 60 nh. La impedancia que presenta esta pista en función de la frecuencia se representa en la tabla 4. Se observa, que aunque en frecuencias bajas predomina la parte resistiva, conforme aumenta la frecuencia la inductancia se hace más importante, lleganfo a alcanzar valores de impedancia importantes. Tabla 4. Impedancia de una pista de 50 mw y 60 nh. FRCUNCIA IMPDANCIA (Ω) KHz KHz KHz 0.06 MHz MHz MHz MHz

14 Las diferentes conexiones de masa se pueden dividir en: Masa multipunto o distribuida Masa centralizada Dentro de la masa centralizada se diferencian dos tipos: Conexión en serie también conocida como en margarita o masa común Conexión en paralelo o de masa separada o en estrella 4..- Conexión en serie. l circuito equivalente de la conexión en serie se representa en la figura 3. Se ve como todas las masas individuales de cada circuito están conectadas en serie, existiendo unas impedancias debidas a los conductores de conexión entre ellos. Las tensiones entre los puntos de referencia de cada circuito A, B y C no son nulas como sería deseable, sino que tienen un valor que además dependerá de la corriente que circule por cada circuito, por ejemplo V A =R (I +I 2 +I 3 ). Figura 3. Conexión en serie de los puntos de referencia de varios circuitos. La conexión serie es la menos deseable, pero es la más utilizada por su simplicidad, ya que basta ir uniendo los puntos de referencia, utilizando menor longitud de conductores. La conexión en serie no debe utilizarse en circuitos que trabajen a alta velocidad, pues esto implica la circulación de corrientes de alta frecuencia, que producen importantes caídas de tensión en las líneas. Ni en aquellos que presenten consumos muy dispares, pues los circuitos con consumos altos causarían interferencias importantes en los circuitos de menor consumo, que además suelen ser los más sensibles al ruido Conexión en paralelo. l circuito equivalente de la conexión se representa en la figura 4. Los puntos de referencia de cada circuito van por un conductor independiente al punto de referencia de todo el sistema, que debe estar lo más próximo posible al de la salida de la fuente de alimentación, la cual debe presentar una impedancia de salida pequeña hasta las mayores frecuencias que vayan a circular por las líneas. 4

15 La conexión paralelo elimina los problemas de impedancia común entre circuitos, pero necesita físicamente mayor longitud de conexionado. Otro inconveniente, es que las líneas de masa se pueden comportar como antenas radiadoras de MI (al tener mayor longitud que en la conexión serie, el rendimiento de radiación sería mayor). n altas frecuencias, pueden también producirse interferencias por acoplo inductivo y capacitivo entre los diferentes conductores de referencia de los circuitos. Como regla general, en la conexión serie la longitud de las pistas de masa deben ser menores que /20 de la longitud de onda mínima de trabajo. Figura 4. Conexión en paralelo de la referencia. n definitiva, la conexión paralelo es conveniente utilizarla cuando los circuitos trabajan con señales de BF (pues entonces disminuye la eficacia como radiadores de los conductores). Suele ser común combinar la conexión serie y paralelo, de forma que circuitos con características similares utilicen un conexionado serie interno y estos bloques estén unidos al punto de referencia de todo el sistema mediante una conexión paralelo Conexión distribuida. n un sistema de masa multipunto (distribuida) la masa no está formada por un hilo conductor, sino por un plano conductor que presenta una resistencia mucho menor. Los diferentes componentes del circuito van conectados a este por sus mismos terminales. n la figura 5 se representa el esquema resultante, en el que las resistencias e inductancias son los equivalentes eléctricos de los terminales de los componentes. Figura 5. Conexión a masa distribuida. 5

16 La conexión multipunto se utiliza en sistemas de alta frecuencia, pues es cuando las impedancias de los conductores alcanzan valores más altos. Las conexiones entre cada componente y el plano de masa deben ser lo más cortas posibles para minimizar los valores de la resistencia e inductancia equivalente. n la práctica tendríamos un circuito impreso donde una de las capas sería el plano de masa, y donde podría existir un segundo plano para la alimentación (Vcc). Como se verá más adelante al estudiar los problemas de los lazos de corriente, la conexión multipunto permite disminuir el área de estos lazos, y con ello la posibilidad de emisión y recepción de interferencias. La conexión multipunto no es aconsejable en sistemas de baja frecuencia. De forma general, por debajo de MHz es preferible utilizar masa centralizada y por encima de 0 MHz la multipunto. ntre y 0 MHz suele ser normal usar masa centralizada, procurando que las conexiones de masa tengan una longitud menor que /20 de la longitud de onda mínima de funcionamiento. 5.- ACOPLO CAPACITIVO. l acoplo capacitivo se produce por una fuente de campo eléctrico observada en campo cercano, se puede modelar como una capacidad parásita entre la fuente y el receptor de ruido. Se conoce también como acoplo electrostático y su magnitud depende de la velocidad de cambio de la tensión perturbadora y de las impedancias de los circuitos. Vamos a ver los efectos de un acoplo capacitivo y las técnicas de apantallamiento de cables y puesta a masa del blindaje de circuitos Apantallamiento de cables. n el esquema de la figura 6 se ve que la salida de ambos circuitos tienen un terminal común. Vamos a estudiar la interferencia por acoplo capacitivo que produce la tensión transmitida por el circuito I sobre la transmitida por el II, para ello vamos a aplicar superposición y calcularemos la tensión de ruido acoplada en el conductor 2. Figura 6. squema de partida para el estudio del acoplo capacitivo. n la figura 7 se ha representado el circuito equivalente, donde aparecen las capacidades parásitas entre los diversos conductores, la tensión V de salida del circuito I y la resistencia de salida del circuito interferido (R). Hay que hacer notar que el conductor común se ha representado por un plano simplemente por clarificar el dibujo. 6

17 Figura 7. Circuito equivalente de la figura 6. Si resolvemos el circuito, la tensión en la resistencia R será la tensión de ruido: V R jωrc = + jωr ( C + C ) n esta ecuación es interesante particularizar para dos situaciones: R << ω R >> ω 2 2 2T R 2 ( C + C ) 2 2T V V = jωrc V 2 2T 2 + R ( C + C ) C C 2 V = C 2T V n el primer caso, la tensión de ruido aumenta al hacerlo tanto la frecuencia como la resistencia R. sta es la situación normal si suponemos que la interferencia se produce por la tensión de red de 50 Hz., que es normalmente la principal fuente de interferencias. Se ve que interesa que la resistencia de salida del circuito II sea pequeña, es decir, que la transmisión se realice en baja impedancia. n el segundo caso, la tensión de ruido no depende de la frecuencia ni del valor de R, y además, se puede demostrar que su valor es mayor que en la primera situación. ste será el caso a aplicar cuando las interferencias sean producidas por señales de alta frecuencia. n el análisis anterior, se ha visto que el ruido acoplado a la línea depende de la resistencia equivalente vista en el par de transmisión "R". Para aclarar el cálculo de dicha resistencia, vamos a suponer el circuito de la figura 8, en el que hay dos pares de transmisión. l primero es la conexión del sensor al puente, se ve una resistencia de valor: R eq = R l segundo es la conexión del puente al AI: R eq ( + x) = R // Ze R // R 2 AI R 7

18 stos resultados son válidos siempre que no debamos considerar las conexiones como líneas de transmisión. n tal caso el método de análisis es completamente diferente al estudiado. Figura 8. jemplo para el cálculo de la resistencia equivalente de una transmisión. Por ejemplo vamos a calcular la interferencia que produciría la red eléctrica sobre un par de transmisión diferencial que lleva la señal de salida de un micrófono. l esquema a analizar es el de la figura 9. Figura 9. Acoplo capacitivo en una transmisión diferencial. Lo primero es obtener el circuito equivalente de la figura 9. Para ello representamos una capacidad entre cada par de conductores, así como la impedancia de salida del micrófono y la de entrada del AI, obteniendo el circuito de la figura 20a, que se puede redibujar como la figura 20b, en la que Zeq=ZS//ZCM//Zed. La tensión que caiga en la Zeq será la tensión de ruido. Se ve que si se consigue que el puente esté equilibrado la tensión de ruido será nula. sta situación será improbable, pero en la práctica nos podemos acercar si suponemos que el tendido eléctrico de la red conduce con sus dos cables muy próximos, y además trenzamos el cable de salida del micrófono para que todas las capacidades Cij sean semejantes. stás consideraciones, como se verá más adelante, también disminuyen el ruido captado por acoplo inductivo. 8

19 Por otro lado sabemos que si Zeq disminuye, también disminuye la sensibilidad del puente, por lo que interesa que la ZS del micrófono sea pequeña. Figura 20. quivalentes de la figura 9. Como conclusión, en la transmisión de señal por línea en alta impedancia, el ruido por acoplo capacitivo es mayor tanto en transmisión diferencial como asimétrica, que si la transmisión se realiza en baja impedancia. n el análisis del circuito de la figura 7 se deducía que el ruido acoplado disminuye si la capacidad entre el conductor interferido e interferente (C2) disminuye. sto se puede conseguir alejando ambos conductores, solución que no siempre es posible, por lo que se tiene que recurrir al apantallamiento del conductor interferido. l apantallamiento consiste en encerrar el conductor en un blindaje también conductor, que debe conectarse a un potencial constante, normalmente masa. La pantalla del cable se encarga de reflejar y absorber la mayoría de la energía del campo eléctrico, evitando que interfiera al conductor interno. n la figura 2 se representa la misma situación que en la figura 7, pero ahora el conductor interferido está apantallado. Las capacidades C2 y C2T idealmente no existirían si suponemos el conductor 2 totalmente encerrado por su blindaje; pero en la práctica, es normal que una parte no esté encerrada, para poder realizar las conexiones de los extremos de los cables, además de una eficacia finita del apantallamiento. La impedancia ZB es la de la conexión del blindaje a masa, que idealmente sería nula. Figura 2. studio del efecto del blindaje en un cable. l circuito eléctrico resultante se representa en la figura 22a. Si suponemos que la resistencia del blindaje a masa es muy pequeña (conexión realizada), el camino de señal 9

20 por CB y C2B queda cortocircuitado a masa resultando el circuito simplifacado de la figura 22b. La emisión de ruido será la que caiga en la resistencia R, su valor es: V R = V + jω jωrc 2 = V jωrc ( C2 + C2B + C2T ) + jωrceq 2 Figura 22. quivalente de la figura 2. Particularizando para los dos casos importantes: R << ωc eq V R = jωrc V que es el resultado obtenido anteriormente, pero con la diferencia de que ahora C 2 es la capacidad debida únicamente a la parte no blindada del conductor 2, y por ello, de valor mucho menor que en la situación anterior. ste resultado será el normal con interferencias de la red de 50 Hz. R >> ω C eq V R = V C 2B C + C 2 2T 2 + C 2 C V C donde de la misma forma, al ser C 2 de pequeño valor, se ha reducido la interferencia respecto al cable sin apantallar. Como conclusión, las interferencias disminuyen conforme lo hace C 2 por lo que interesa que el blindaje cubra lo máximo posible al conductor 2 y presente alta efectividad. Por un razonamiento análogo, para evitar que un conductor interfiera en su entorno es necesario blindarlo. Para que C 2 sea lo menor posible, conviene realizar la conexión del blindaje a masa a 360º, de forma que el conductor interno quede totalmente cerrado. 2 2B Guarda activa. Se acaba de ver el uso de blindajes para evitar el acoplo capacitivo en la transmisión de señal. sta técnica introduce una capacidad entre el conductor apantallado y masa, que repercutirá en una disminución del ancho de banda de la transmisión y una desigual atenuación del modo común en la entrada de los amplificadores de instrumentación. n la figura 23a tenemos una línea de transmisión apantallada y en la 23b el circuito equivalente. La capacidad Ca es la introducida por el cable apantallado y suele tener un valor no superior a los 00 pf. La red formada es un filtro pasobajo, que limitará la frecuencia máxima de transmisión por la línea. 20

21 Para evitar este problema se recurre a la guarda activa, que se basa en conectar la pantalla del cable a una fuente de baja impedancia que presente la misma tensión que el conductor interno apantallado. Figura 23. Introducción de una capacidad parásita por apantallamiento de una línea. n la figura 24a tenemos la línea de transmisión anterior que termina en un seguidor de tensión, utilizándose la tensión de salida de este para alimentar la malla del cable. n la figura 24b se representa el circuito equivalente en el que se ha supuesto la ganancia en lazo abierto del AO de valor finito. Figura 24. Guarda activa y circuito equivalente. Para analizar el circuito vamos a calcular la impedancia Ze que se ve después de Rs. Si la guarda activa funciona perfectamente, la impedancia vista debe ser infinita, lo que indica que el efecto de la capacidad ha sido anulado: Ze = V I Vo + V = = I ( A + ) V = I A + = jωca Ca jω A+ l resultado dice que lo que se ve a la entrada es un condensador de capacidad A+ veces menor que si realizásemos la guarda activa. Si la ganancia del AO fuera infinita se anularía totalmente la capacidad del cable. Como la ganancia A determina cuánto se acerca la tensión de salida a la de entrada, está claro que la guarda activa ideal se obtiene cuando la tensión en el conductor interno es igual a la del externo Puesta a masa de blindajes. Antes se ha visto que para que el blindaje de un cable sea efectivo es necesario que lo conectemos a una fuente de baja impedancia, es decir, a un potencial constante. sto 2

22 mismo se puede generalizar para un circuito, introduciéndolo en una caja metálica conectada al terminal de referencia interno del circuito, para que sirva como camino de cierre de las corrientes de ruido absorbidas por el blindaje. n la figura 25a tenemos un amplificador encerrado en una caja metálica que no ha sido conectada al terminal de referencia del circuito. ntre cada uno de los conductores del amplificador y la caja habrá una capacidad parásita que da como resultado el circuito equivalente de la figura 25b. Se puede ver la existencia de una realimentación entre la entrada y la salida del amplificador que puede ocasionar problemas, para eliminar esta realimentación se debe cortocircuitar la capacidad C 2B, esto se consigue llevando el terminal de referencia del circuito a la caja, como se ve en la figura 25c. Figura 25. Apantallamiento incorrecto (a) y correcto (c) de un circuito. l siguiente aspecto a considerar en la puesta a masa de blindajes es que la conexión entre el circuito interno y el blindaje debe hacerse en un único punto, tal y como se ve en la figura 26a para el caso de un blindaje puesto a tierra e interferencias debidas a la red eléctrica. Figura 26. Conexión correcta (a) e incorrecta (b) de la referencia interna a un chasis. Si la conexión fuera en más de un punto puede aparecer acoplo de interferencias por impedancia común, como se ve en la figura 26b, donde Rc es la resistencia de la conexión interna de la línea de referencia y R B la resistencia del blindaje. l mismo problema aparecería si la línea de referencia interna la cerramos únicamente por el blindaje, pues aparecería una tensión interferente debida a la corriente de fugas que se cierra por el blindaje a masa. 22

23 l punto de conexión del blindaje al potencial de referencia del circuito interno no puede ser cualquiera. Por ejemplo, si suponemos el circuito de la figura 27, al conectar la referencia al blindaje se ha aislado, en principio, del acoplo capacitivo. Al estar la fuente de señal conectada a masa la interferencia se cerraría a masa, compartiendo camino con la señal del generador que llega al circuito, como este camino presenta una resistencia, se produce una caída de tensión en la línea que se ve por el amplificador en su entrada, por lo que habrá interferencia por impedancia común. Por este motivo se debe evitar siempre que la señal de ruido acoplada se cierre a masa por un camino por el que circula la señal a medir. La forma de proceder con este circuito es la que se indica en la figura 28, en la que el apantallamiento llega hasta la misma fuente de señal y es en este punto donde se conecta la referencia interna del circuito al apantallamiento. Figura 27. Conexión incorrecta de la referencia al blindaje. Figura 28. Conexión correcta del circuito de la figura 27. De este ejemplo se saca la conclusión de que se debe evitar siempre que la señal de ruido se cierre por un camino común al de la señal válida del circuito. sto se puede generalizar para la puesta a masa de los cables apantallados. Para realizar una conexión correcta hay que analizar cada situación. Por ejemplo, suponiendo el circuito de la figura 29, se ve que la referencia del amplificador está puesta a masa y la fuente de señal no. La tensión V m es la diferencia de potenciales entre las tierras en el lado de la fuente y del amplificador, esta será una tensión variable que depende de las fugas a tierra de la instalación y las interferencias acopladas a ella. 23

24 Si la pantalla del cable la conectamos según A, las corrientes acopladas al blindaje irían a masa por uno de los conductores de la señal (el terminal 2). Si se emplea la conexión B, debido a las capacidades internas del cable, se tendría a la entrada del amplificador una tensión de ruido de valor: Figura 29. Conexión del blindaje si el receptor está a masa. V 2 = V m CB C + C Luego la mejor conexión es la C, es decir conectar el blindaje a la referencia del amplificador, derivándose a tierra las corrientes de ruido sin interferir al circuito. B 2 Figura 30. Conexión del blindaje si la fuente está a masa. Si ahora se supone el circuito de la figura 30, la fuente está puesta a masa y el receptor no. Se plantean tres posibilidades, si se hace la conexión C, las corrientes de ruido acopladas al blindaje irán a masa por un conductor de señal. Si se usa la conexión B, en los terminales de entrada del amplificador habrá una tensión de ruido de valor: V 2 = V m CB C + C Por lo tanto, la conexión más apropiada es la A. De forma general se puede decir que si el receptor no está puesto a masa y la fuente sí, el blindaje se debe llevar a masa en el lado de la fuente. B 2 24

25 n el caso de que tanto la fuente como el receptor estén conectados masa, se debería realizar un estudio de la situación para realizar la conexión que menos ruido introduzca, y si con ello no se consiguen buenos resultados se tendrían que considerar otras configuraciones del sistema, utilizando por ejemplo amplificadores de aislamiento. 6.- ACOPLO INDUCTIVO. l acoplo magnético o inductivo se debe a que todo conductor por el que circula una corriente eléctrica crea en su entorno un campo magnético. ste campo magnético interferirá en otros conductores que estén inmersos en él. La interferencia desde el punto de vista eléctrico se suele modelar como una inductancia mutua entre el conductor interferente y el interferido. n el punto 3 se vieron las características que debía tener un blindaje contra campos magnéticos. Las técnicas de conexión del blindaje a masa son las mismas que las vistas en el acoplo capacitivo. Como un blindaje no elimina totalmente el campo en su interior, se va a estudiar cómo se genera y acopla el campo magnético, fenómenos que vienen relacionados con los bucles de corriente comentados en el punto 2. Se va a analizar el modo de proceder para disminuir la generación y acoplo de interferencias, basándonos principalmente en los cables de transmisión de señal entre una fuente y una carga, aunque los conceptos son igualmente aplicables a cualquier otro conductor de un circuito Transmisión de señal y lazos de corriente. La tensión de ruido inducida en una espira conductora dentro de un campo magnético B tiene el valor: db V R = NA dt donde N es el número de espiras del circuito receptor (para los casos que se analizan N=) y A es el área del bucle de la espira. n el supuesto de que el campo varíe senoidalmente resulta: V R = jωbacosθ donde θ es el ángulo formado por los vectores de B y A. A la vista de estas ecuaciones, se puede deducir: La interferencia es proporcional a la frecuencia de la señal interferente y al área del bucle del circuito receptor. l ángulo formado por el vector del campo y el área influyen notablemente en el ruido inducido, con lo que se puede disminuir reorientando los conductores. La interferencia acoplada no depende de las impedancias presentadas por el circuito interferente y el interferido, al contrario de lo que sucedía con el acoplo capacitivo. n situaciones prácticas, el único parámetro sobre el que se puede actuar para disminuir la interferencia (sin considerar el blindaje) es el área del bucle, tanto del receptor como del emisor de ruido, puesto que conforme aumenta el área del bucle emisor, aumanta 25

26 también el campo magnético que crea. Por esto, dos consideraciones básicas para disminuir el acoplo inductivo entre cables son:. Los cables que lleven señales críticas (de bajo nivel), deben presentar la menor área de lazo posible para disminuir las interferencias acopladas en el bucle. 2. Los cables por los que circulen corrientes elevadas o de alta frecuencia, que puedan ser susceptibles de generar ruido, deben presentar la menor área de bucle posible para disminuir también la generación de interferencias. xisten dos formas de conseguir una disminución de las interferencias radiadas y acopladas en una línea de transmisión, basadas ambas en la reducción del área del bucle: Trenzando cada cable de señal con su correspondiente retorno. Usar cable coaxial en las conexiones. Si la corriente por el conductor interno es igual a la del conductor externo (de retorno), el área del bucle es nula y por eso la transmisión ni crea campo magnético, ni es afectada por campos magnéticos externos. Se va a ver a continuación diversos ejemplos de conexión entre fuente y receptor de señal. Figura 3. Diversos métodos de conexión de la fuente de señal a la carga. n la figura 3a, la fuente de señal está conectada a la carga mediante un simple conductor, siendo el camino de retorno de la corriente la masa del circuito. sta conexión de masa no se sabe cómo está situada respecto al conductor de señal, por lo que el área del bucle queda indeterminada y posiblemente grande, representando una transmisión muy susceptible de ser interferida y de interferir. Suponiendo la conexión con cable coaxial de la figura 3c, ni la carga ni la fuente están conectadas a masa. Por la malla del coaxial circulará la misma corriente que por el conductor interno (vivo), presentando un área de bucle prácticamente nula, por lo que la transmisión presenta una baja susceptibilidad a la generación y recepción de ruido. La misma situación existiría si estuviera la fuente o la carga conectadas a masa. 26

27 Por otra parte, si tanto la fuente como la carga están conectadas a masa, figura 3b, el efecto es muy diferente si se analiza para señales de alta o baja frecuencia. ntonces se tendrán hasta tres bucles de corriente posibles:. Vivo y malla del coaxial. Bucle conocido y de pequeña área (inductancia pequeña). 2. Vivo y línea de masa. Bucle desconocido a priori y de área posiblemente grande (inductancia elevada). 3. Línea de masa y malla del coaxial (inductancia similar a la del bucle 2). Para baja frecuencia, la aportación de la inductancia a la impedancia del bucle es pequeña, por lo que la corriente del generador se repartirá por los lazos y 2 según su resistencia, pasando una parte importante por la línea de masa, siendo muy susceptible de captar y producir interferencias. Las interferencias captadas por el bucle 3 también se acoplarán en la transmisión por la impedancia común de la malla compartida con esta. n alta frecuencia, la inductancia de lazo determina prácticamente su impedancia, por lo que la corriente del generador se cerrará fundamentalmente por el lazo (de pequeña área), viéndose fuertemente mermada la capacidad que tiene la transmisión de producir y captar interferencias. Por otra parte, las interferencias capatadas por el bucle 3, si son de alta frecuencia, van a circular, debido al efecto pelicular, por la parte externa de la malla, cerrándose por la interna las corrientes del generador. Así, no existe, en el caso extremo, impedancia común entre ambas corrientes, resultando un acoplo nulo de interferencias por dicho fenómeno. Por último, si se conecta la malla del coaxial en un único extremo (figura 3d), no se consigue ningún beneficio en cuanto a disminuir las interferencias inductivas, pues se tendría el mismo bucle de corriente que en la figura 3a. Sólo se consiguen mejoras frente a las capacitivas, tal y como se ha visto anteriormente. Como resumen, se ha visto que para disminuir las interferencias de origen inductivo, interesa reducir el área de los bucles de corriente. sto se puede conseguir trenzando la pareja de cables que forman el bucle, o utilizando un cable coaxial debidamente conectado. Algunas veces, debido a la configuración de la salida de la fuente de señal y de entrada de la carga, se pueden formar bucles de corriente indeseados la cerrarse por líneas de masa de gran área. n estas veces, si es necesario, se puede romper el bucle mediante un elemento de acoplamiento, como por ejemplo un optoacoplador tal y como se ve en la figura 32. Figura 32. Uso de un optoacoplador para eliminar bucles de masa. l lazo de masa se interrumpe por un elemento de acoplo óptico de señal, quedando el bucle de corriente determinado sólo por el par de transmisión, que bien puede ser 27