Diseño y Realización de un Convertidor Boost con Etapa de Salida Resonante para la alimentación de lámparas de inducción magnética

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1 Diseño y Realización de un Convertidor Boost con Etapa de Salida Resonante para la alimentación de lámparas de inducción magnética TITULACION: Ingeniería Técnica Industrial Especializada en Electrónica Industrial. AUTOR: Francisco Guerrero López. DIRECTORS: Hugo Valderrama Blavi, Toni León Masich. DATA: Setiembre de 2013.

2 ÍNDICE GENERAL 1. OBJETIVOS Y PRELIMINARES Página Resumen..Página Objetivos...Página 7 2. INTRODUCCIÓN.. Página Iluminación Eficiente...Página Por qué Iluminación Eficiente?...Página Consumos Actuales en Iluminación....Página Tipos de Lámparas....Página Lámparas de Inducción sin Electrodos... Página Historia...Página Principio de Funcionamiento.....Página Lámparas de Descarga Convencionales Página Ventajas de las Lámparas sin Electrodos frente a las Lámparas Convencionales...Página Funcionamiento de las Lámparas de Inducción Electromagnética...Página Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética INTERNA de Alta Frecuencia..Página Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética EXTERNA de Baja Frecuencia... Página Características y Ventajas Principales Página Bajo Consumo Real.. Página Alta Eficacia Lumínica Visual...Página Fuente de Luz Saludable. Página Baja Atenuación (Degradación) de la Luz. Página Encendido Instantáneo.. Página Rendimiento Eléctrico Óptimo. Página Comparación de la Lámpara de IEM y Otras Fuentes de Luz... Página 25 1

3 2.3. Balastros Actuales de Lámparas IEFL... Página MEMORIA DESCRIPTIVA....Página Descripción de la Solución Adoptada...Página Boost como LFR (Resistor Libre de Pérdidas)..Página Inversor Resonante LCC...Página Convertidor Resonante en Serie.. Página Convertidor Resonante en Paralelo. Página Convertidor Resonante Serie-Paralelo (LCC) Página Modelo de la IEFL.Página Modelo PSIM Página IEFL Potencia Real (P).. Página Modelo de la Resistencia Equivalente del Núcleo. Página Modelo de la Capacitancia de la Lámpara Página Modelo de la Resistencia del Plasma..Página MEMORIA DE CÁLCULO Pàgina Boost LFR.. Página Etapa de Potencia Página Inductor Página Condensador de Salida del Convertidor... Página Condensador de Entrada.. Página MOSFET. Página Diodo... Página Etapa de Control...Página Convertidor Boost con Control en Modo Deslizante... Página Obtención de la Descripción Bilineal Página Superficie de Trabajo del Convertidor.. Página Punto de Equilibrio Página 50 2

4 Estabilidad del Sistema.. Página Diseño del Control Página Sensor de Corriente (Sensor de efecto Hall).Página Sensado de la Tensión de Entrada (Vg) Página Conductancia (g)... Página Multiplicador AD633 Página Comparador con Histéresis Página Inversor Resonante LCC Página Etapa de Potencia Página Puente Resonante: Inductor y Condensadores Página MOSFET. Página Etapa de Control.. Página SIMULACIONES......Página Resultados de la Simulación en PSIM Página RESULTADOS EXPERIMENTALES...Página Introducción Página Entrada-Salida Convertidor Boost.. Página Señales de Entrada y Salida del Inversor Resonante LCC. Página Señales de Entrada y Salida del Balastro Electrónico Página Arranque. Página Warm-up. Página Señales de Entrada y Salida del Balastro a Menor Potencia.. Página PLANOS...Página Convertidor Boost..Página Inversor Resonante LCC Página CONCLUSIONES.. Página Conclusiones finales... Página 86 3

5 8. MEDIDAS Y PRESUPUESTO..... Página Medidas.. Página Capítulo 1 Etapa de Potencia..... Página Capítulo 2 Etapa de Control Página Capítulo 3 Mano de Obra... Página Precios Unitarios Página Capítulo 1 Etapa de Potencia. Página Capítulo 2 Etapa de Control. Página Capítulo 3 Mano de Obra... Página Presupuesto... Página Capítulo 1 Etapa de Potencia... Página Capítulo 2 Etapa de Control.. Página Capítulo 3 Mano de Obra... Página Resumen del Presupuesto... Página Pliego de Condiciones. Página Condiciones Administrativas... Página Condiciones Generales... Página Normas, Permisos y Certificaciones Página Descripción General del Montaje... Página Condiciones Económicas... Página Precios... Página Responsabilidades.... Página Cláusula del Proyecto.... Página Condiciones Facultativas.... Página Personal... Página Reconocimientos i Ensayos Previstos Página Materiales... Página 110 4

6 Conductores.... Página Resistencias... Página Condensadores... Página Inductores... Página Circuitos Integrados y Semiconductores... Página Zócalos y Torneados Tipo D.I.L.... Página Placas de Circuito Impreso... Página Interconexión de las Placas de Circuito Impreso... Página Condiciones de Ejecución... Página Encargo y Compra del Material... Página Construcción de los Inductores.... Página Fabricación de las Placas de Circuito Impreso.. Página Soldadura de los Componentes... Página Ensayos, Verificaciones y Medidas... Página Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión... Página Referencias.... Página 116 5

7 1. OBJETIVOS Y PRELIMINARES 6

8 1.1. Resumen Actualmente, cada vez surgen al mercado más tipos de lámparas con diferentes características, que buscan aportar una mayor eficiencia con un menor consumo y de esta manera mejorar el rendimiento de la lámpara para satisfacer las necesidades del consumidor. En los últimos días se escucha hablar cada vez más sobre las lámparas de leds y las lámparas de inducción magnética que son las novedades que más llaman la atención de los consumidores, sobretodo por su bajo consumo y su alto rendimiento. En este proyecto hablaremos concretamente de las lámparas de inducción magnética, en el caso que hemos llevado a la práctica hacemos servir una lámpara de inducción magnética externa de baja frecuencia, la lámpara es la OSRAM ENDURA 150 W y funciona a una frecuencia de 234 khz. En la parte práctica de este proyecto hemos diseñado, montado y probado el balastro necesario para alimentar la lámpara de inducción electromagnética desde una batería de 12 V. Nuestro diseño consta de dos partes. La primera trata de un convertidor boost con control sliding y comportándose como un LFR (Resistor Libre de Perdidas), lo que significa que la potencia de entrada será igual a la potencia de salida (en el caso ideal) y gracias al control podremos regular la potencia de entrada/salida. En la segunda parte tenemos un inversor resonante LCC con el cual convertimos la corriente continua de la salida del convertidor boost en corriente alterna y alcanzamos la frecuencia deseada, 234 khz. Para llegar hasta el prototipo final se han realizado una serie de cálculos, simulaciones y pruebas que se recogen en esta memoria Objetivos El Objetivo principal, en el cual se basa el proyecto, es la construcción de un prototipo de balastro electrónico para lámpara de inducción electromagnética externa, en concreto para la lámpara OSRAM ENDURA 150 W. A partir de este objetivo principal se extraen otros principalmente académicos: - Comprensión de la iluminación eficiente y estudio de los diferentes tipos de lámparas, especialmente lámparas de inducción electromagnética, entender el funcionamiento de estas últimas y conocer sus ventajas e inconvenientes. - Comprensión y realización de un convertidor elevador boost y del comportamiento como LFR (Resistencia Libre de Perdidas). - Comprensión de los diferentes tipos de puentes resonantes, estudiar las ventajas y desventajas de cada uno de ellos y las aplicaciones en las que es más adecuado un tipo que otro. Además diseño y realización de un inversor resonante de puente completo con el filtro resonante más adecuado para el buen funcionamiento del balastro electrónico que se pretende diseñar. 7

9 - Realizar las simulaciones con PSIM necesarias, tanto para comprobar el funcionamiento del diseño realizado antes de pasar al montaje como para la elección de algunos de los componentes. - Realizar el montaje correctamente y finalmente hacer las medidas experimentales que se crean pertinentes. Para poder llevar a cabo nuestro prototipo, en primer lugar debemos conocer las características de la lámpara que utilizaremos, ya que en su datasheet no se encuentra gran parte de la información. Por este motivo, pusimos la lámpara en funcionamiento mediante el balastro comercial que la conectaba con la red eléctrica, y medimos las características necesarias. Como se menciona en los objetivos, para comprobar que el circuito funciona correctamente y que el diseño es el más idóneo, se realizarán tanto durante las diferentes fases de realización del circuito como una vez obtenido el resultado final, las diferentes pruebas, simulaciones y cálculos correspondientes y necesarios. Finalmente se conectará el prototipo a la lámpara y se realizaran las pruebas que se estimen oportunas para demostrar que se han cumplido todos los objetivos y el prototipo funciona correctamente. 8

10 2. INTRODUCCIÓN 9

11 2.1. Iluminación Eficiente Por qué Iluminación Eficiente? La eficiencia energética tiene como objeto reducir el uso de energía, por ejemplo, aumentando el rendimiento de los equipos consumidores de energía. Organizaciones y consumidores directos de energía, pueden necesitar ahorrar energía para reducir costes energéticos y promover sostenibilidad económica, política y ambiental. Los usuarios industriales y comerciales pueden desear aumentar eficacia y maximizar así su beneficio. Entre las preocupaciones actuales, no solamente está el ahorro de energía sino también el impacto medioambiental que produce la generación de energía eléctrica. La iluminación juega un papel fundamental en el desarrollo de las actuales actividades sociales, comerciales e industriales. La tecnología ha evolucionado a sistemas de alumbrado capaces de adaptarse a las exigencias actuales y que, a su vez, son más eficientes energéticamente. La iluminación representa en muchos edificios un porcentaje elevado del consumo eléctrico. Así, el porcentaje de energía eléctrica dedicado a iluminación puede llegar a alcanzar en algunos casos más del 50 % [1]: Figura 1. Porcentajes de energía eléctrica dedicada a la iluminación por sectores Por tanto, existe un gran potencial de ahorro, energético y económico, alcanzable mediante el empleo de equipos eficientes, unido al uso de sistemas de regulación y control adecuados a las necesidades del local a iluminar. Además, como se ha adelantado anteriormente, no solo existe un gran potencial de ahorro energético y económico, el uso de la iluminación eficiente también puede reducir considerablemente la cantidad de emisiones de CO 2 a la atmosfera y la cantidad de petróleo empleado para la generación de energía lumínica. En la Tabla I se reflejan algunos datos estimados, recogidos en [2], sobre el potencial de ahorro de la iluminación eléctrica al substituirse por iluminación eficiente. 10

12 TABLA I Potencial de Ahorro de la iluminación eléctrica Potencial de ahorro estimado Millones de Euros Millones de toneladas de CO 2 Millones de barriles de petróleo Número de centrales eléctricas a 2 TWh/año Global Europa Norte América Latino América (incl. México) Pacífico asiático Oriente Medio y África El potencial de ahorro de la iluminación eficiente es muy importante. En la Tabla I podemos ver tanto a nivel mundial como a nivel de continentes, los millones de euros ahorrados, las millones de toneladas de CO 2 que no se emitirían a la atmósfera, los millones de barriles de petróleo ahorrados en la generación de energía lumínica, además de conseguir reducir considerablemente la energía consumida de las centrales eléctricas. Esto es gracias a los numerosos beneficios de la iluminación eficiente frente a la iluminación tradicional utilizada hasta ahora. Algunos de los beneficios más destacados de la iluminación eficiente son los siguientes: 1. Menor consumo energético. Se gasta aproximadamente cinco veces más energía para producir una lámpara eficiente en comparación con una lámpara incandescente tradicional. Sin embargo, como las lámparas eficientes duran entre 6 a 15 veces más que la lámparas incandescentes, la cantidad de energía necesaria para la producción de una lámpara eficiente debería compararse a la producción de entre 6 a 15 lámparas incandescentes, por lo tanto, el ahorro debido al ciclo de vida del producto es mucho más alto. Más del 97% de la energía consumida durante el ciclo de vida de una lámpara se encuentra en la fase de uso y como una lámpara eficiente es hasta un 80% más eficiente que una lámpara incandescente ineficaz, los ahorros son evidentes. 2. Menor coste de mantenimiento. La mayoría de las nuevas lámparas eficientes son más caras que las lámparas incandescentes "tradicionales" porque son más costosas de producir (estas lámparas tienen balastos integrados). 11

13 En los últimos años se ha conseguido disminuir el precio de las lámparas eficientes. Esto tiene un gran valor si tenemos en cuenta que las lámparas eficientes tienen una vida útil de entre 6 y 15 veces más larga que las lámparas incandescentes y un consumidor puede ahorrar alrededor de 80 sólo mediante la sustitución de una lámpara incandescente de 100 watts por una lámpara fluorescente compacta eficiente de 20 watts, como se explica a continuación. Aunque en un principio en precio, una lámpara fluorescente compacta eficiente puede ofrecer un ahorro de hasta 13 por año, en comparación con una lámpara incandescente ineficiente. Como ya se ha apuntado anteriormente, la vida de la lámpara eficiente ronda los seis años, por lo tanto, se puede llegar a ahorrar alrededor de 80 durante su vida útil (100 W de la lámpara incandescente frente 20 W de la lámpara fluorescente compacta). Esto se basa en la suposición de 3 horas de funcionamiento continuo por día, para un coste de energía de 0,15 /kwh. 3. Mejora de la calidad lumínica. El índice de rendimiento de color (CRI) expresa el nivel en el que los colores se representan en su forma natural, donde una lámpara incandescente tiene un CRI de 100, una lámpara eficiente de buena calidad puede llegar a tener un valor CRI entre El CRI de 80 a 85 es apropiado para la mayoría de aplicaciones domésticas y es similar a la calidad de la luz que se utiliza en la iluminación de exhibición de las tiendas. 4. Disminución de las emisiones de CO 2. Desde el comienzo de la revolución industrial, la quema de combustibles fósiles para generar electricidad para la iluminación y otras aplicaciones se ha incrementado sustancialmente y a su vez los niveles de dióxido de carbono y otros gases de efecto invernadero emitidos a la atmósfera. Estos gases afectan en gran medida a la temperatura de la tierra, sin ellos la superficie de la Tierra sería más fría que en la actualidad. Por lo tanto hay una relación directa entre el aumento del uso de la iluminación artificial no eficiente y el aumento de las emisiones de gases de efecto invernadero resultantes. El hecho de no implementar los programas de iluminación de bajo consumo representa no contribuir al objetivo de reducir las emisiones de CO 2, reduciendo sustancialmente la huella global de CO 2 debida a la iluminación. Esto equivale a la asombrosa cifra de ahorros globales de unos 760 millones de toneladas de CO 2, casi equivalente a las emisiones totales de CO 2 por la combustión de combustible en Alemania o a la mitad de las emisiones de la Federación de Rusia en

14 Consumos Actuales en Iluminación Figura 2. Plano Mundial A nivel mundial, la iluminación eléctrica consume el 19% de la producción total de electricidad en el mundo, un poco más de electricidad que la que utilizan las naciones de la OCDE (Organización para la Cooperación y el Desarrollo Económico) Europa a todos los efectos. El consumo de energía para abastecer la iluminación conlleva emisiones de gases de efecto invernadero equivalentes a 1900 millones de toneladas de dióxido de carbono (CO 2 ) al año, lo que equivale al 70% de las emisiones de los vehículos livianos de pasajeros del mundo. La iluminación basada en combustibles, que se utiliza tanto en los vehículos y áreas más allá del rango de las redes eléctricas, amplifica estas cifras de consumo y efectos secundarios de la iluminación en la salud pública y el medio ambiente. En la actualidad, 1.6 millones de personas viven sin acceso a la luz eléctrica. La parafina y la iluminación a diesel que utilizan son mucho menos eficientes que incluso la lámpara incandescente más ineficiente, además la parafina es un gran emisor de CO 2 y es muy costosa. Estos usos combinados proporcionan sólo el 1% de la iluminación global, pero son responsables del 20% de las emisiones de CO 2 por iluminación. Como ya se ha comentado, cambiar las tecnologías de iluminación a las tecnologías eficientes traerá un gran ahorro en costes de energía y en emisiones de CO 2. A pesar de que se ha producido una revolución en la tecnología de iluminación durante los últimos 10 a 15 años como resultado de la disponibilidad actual de soluciones de iluminación energéticamente eficientes para cada segmento del mercado, aproximadamente dos tercios de toda la iluminación instalada actualmente en el mundo se basa en tecnologías menos eficientes. El cambio a las nuevas tecnologías de iluminación es simplemente demasiado lento, sobre todo en el alumbrado público que es del 3% anual y en la iluminación de oficinas del 7% por año. En promedio, es posible un ahorro potencial en consumo de 13

15 energía en todos los ámbitos del 40%, teniendo en cuenta las estimaciones más conservadoras. Por suerte ya hay algunos países bastante avanzados en cuanto a actividades políticas en beneficio a adaptarse a las nuevas tecnologías de iluminación eficiente, como se muestra en la Figura 3: Figura 3. Mapa del mundo diferenciando los países según su avance a favor de la iluminación eficiente [2]. En el mapa que se muestra en la figura se sigue un código de colores de acuerdo con el estado de desarrollo de la política en favor de la iluminación eficiente. Se destacan las áreas que necesitan ser abordadas con el fin de asegurar que los países se beneficien plenamente de los beneficios financieros, energéticos y ambientales asociados a la iluminación eficiente. Tres colores indican los niveles de actividad en materia de políticas de iluminación eficiente y de preparación de un país para someterse a una transición integrada y sostenible: Verde actividades avanzadas Naranja actividades en proceso Rojo países limitados Tipos de Lámparas Actualmente en el alumbrado artificial se emplean casi con exclusividad las lámparas eléctricas. Existen distintos tipos de fuentes de luz, la elección de un tipo u otro depende de las necesidades concretas de cada aplicación: 14

16 LÁMPARAS INCANDESCENTES: Lámparas incandescentes no halógenas: Las lámparas incandescentes son las más utilizadas principalmente en el sector doméstico debido a su bajo coste, su versatilidad y su simplicidad de uso. Su funcionamiento se basa en hacer pasar una corriente eléctrica por un filamento de wolframio hasta que alcanza una temperatura tan elevada que emite radiaciones visibles por el ojo humano. Lámparas incandescentes halógenas: La incandescencia halógena mejora la vida y la eficacia de las lámparas incandescentes, aunque su coste es mayor y su uso más delicado. Incorporan un gas halógeno para evitar que se evapore el wolframio del filamento y se deposite en la ampolla disminuyendo el flujo útil como ocurre en las incandescentes estándar. LÁMPARAS DE DESCARGA: Las lámparas de descarga constituyen una forma de producir luz más eficiente y económica que las lámparas incandescentes. La luz se consigue por excitación de un gas sometido a descargas eléctricas entre dos electrodos. A diferencia de la incandescencia, la tecnología de descarga necesita un equipo auxiliar (balasto, cebador) para su funcionamiento. Según el tipo de gas y la presión a la que se le somete, existen distintos tipos de lámparas de descarga. Lámparas fluorescentes tubulares: Lámparas de vapor de mercurio a baja presión de elevada eficacia y vida. Las cualidades de color y su baja luminancia las hacen idóneas para interiores de altura reducida. Ocupan el segundo lugar de consumo después de las incandescentes, principalmente en oficinas, comercios, locales públicos, industrias, etc. Las lámparas fluorescentes más usadas hoy en día son las T8 (26 mm de diámetro); sin embargo, se han desarrollado las T5 (16 mm de diámetro) que sólo funcionan con equipo auxiliar electrónico. Esto, junto a su menor diámetro les proporciona una alta eficacia luminosa, que puede alcanzar hasta 104 lm/w. Lámparas fluorescentes compactas: Poseen el mismo funcionamiento que las lámparas fluorescentes tubulares y están formadas por uno o varios tubos fluorescentes doblados. Son una alternativa de mayor eficacia y mayor vida a las lámparas incandescentes. Algunas de estas lámparas compactas llevan el equipo auxiliar incorporado (lámparas integradas) y pueden sustituir directamente a las lámparas incandescentes en su portalámparas. Lámparas fluorescentes sin electrodos: Las lámparas sin electrodos o de inducción emiten la luz mediante la transmisión de energía en presencia de un campo magnético, junto con una descarga en gas. Su principal característica es la larga vida ( h) limitada sólo por los componentes electrónicos. Son muy novedosas y posteriormente se realizará un estudio más exhaustivo de ellas. 15

17 Lámparas de vapor de mercurio a alta presión: Por su mayor potencia emiten mayor flujo luminoso que la fluorescencia, aunque su eficacia es menor. Por su forma se suelen emplear en iluminación de grandes áreas (calles, naves industriales, etc.). Lámparas de luz mezcla: Son una combinación de las lámparas de vapor de mercurio a alta presión y lámparas incandescentes y, habitualmente, tienen un recubrimiento fosforescente. Estas lámparas no necesitan balasto ya que el filamento actúa como estabilizador de corriente. Su eficacia luminosa y su reproducción en color son muy pobres. Es un tipo de lámpara en desuso. Lámparas de halogenuros metálicos: Este tipo de lámpara posee halogenuros metálicos además del relleno de mercurio por lo que mejoran considerablemente la capacidad de reproducir el color, además de mejorar la eficacia. Su uso está muy extendido y es muy variado, por ejemplo, en alumbrado público, comercial, de fachadas, monumentos, etc. Lámparas de halogenuros metálicos cerámicos: Esta nueva familia de lámparas combina la tecnología de las lámparas de halogenuros metálicos con la tecnología de las lámparas de sodio de alta presión (quemador cerámico). El tubo de descarga cerámico, frente al cuarzo de los halogenuros metálicos convencionales, permite operar a temperaturas más altas, aumenta la vida útil (hasta h), la eficacia luminosa y mejora la estabilidad del color a lo largo de la vida de las lámparas. En definitiva, combinan la luz blanca propia de los halogenuros metálicos, y la estabilidad y la eficacia del sodio. Por sus características, son lámparas muy adecuadas para su uso en el sector terciario (comercios, oficinas, iluminación arquitectónica, escaparates, hoteles, etc.). Lámparas de vapor de sodio a baja presión: En estas lámparas la descarga eléctrica se origina en un tubo de vapor de sodio a baja presión produciéndose una radiación prácticamente monocromática. Actualmente son las lámparas más eficaces del mercado, es decir, las de menor consumo eléctrico; sin embargo, su uso está limitado a aplicaciones en las que el color de la luz (amarillento en este caso) no sea relevante como son autopistas, túneles, áreas industriales, etc. Además, su elevado tamaño para grandes potencias implica utilizar luminarias excesivamente grandes. Lámparas de vapor de sodio a alta presión: Las lámparas de sodio a alta presión mejoran la reproducción cromática de las de baja presión y, aunque la eficacia disminuye su valor, sigue siendo alto comparado con otros tipos de lámparas. Además, su tamaño hace que el conjunto óptica-lámpara sea muy eficiente. Actualmente está creciendo su uso al sustituir a las lámparas de vapor de mercurio, ya que presentan una mayor vida útil con una mayor eficacia. Este tipo de lámparas se emplean en instalaciones exteriores de tráfico e industriales, e instalaciones interiores industriales y comercios. Existe una tipología con mayor nivel de presión denominada Sodio Blanco, que proporciona la mayor reproducción cromática de las lámparas de sodio con eficacia menor. Estas lámparas se emplean en aplicaciones que requieran mayor índice de reproducción cromática, como son escaparates de comercios y edificios pintorescos de una ciudad, paseos, jardines, etc. 16

18 TECNOLOGÍA LED: Los Diodos Emisores de Luz (LED: Lighting Emitting Diode) están basados en semiconductores que transforman directamente la corriente eléctrica en luz. No poseen filamento, por lo que tienen una elevada vida (hasta horas) y son muy resistentes a los golpes. Además, son un 80% más eficientes que las lámparas incandescentes. Por estas razones están empezando a sustituir a las bombillas incandescentes y a las lámparas de bajo consumo en un gran número de aplicaciones, como escaparates, señalización luminosa, iluminación decorativa, etc Lámpara de Inducción sin Electrodos Historia La idea de la iluminación de radio frecuencia (RF), así como la primera patente de lámpara RF, apareció mucho antes de que las primeras lámparas fluorescentes y de alta presión llegaran al mercado. Se tardó más de un siglo antes de que apareciera la primera lámpara RF comercial, lo que significó la introducción de una nueva era en la producción de luz. Los recientes avances en la electrónica de conmutación y en semiconductores, junto con una comprensión más a fondo de los procesos fundamentales en los plasmas de RF, se han traducido en fuentes de luz RF comercialmente viables. Cabe recordar que las lámparas de descarga llegaron al mercado alrededor de los años Durante un siglo, la idea de la iluminación RF fue redescubierta muchas veces, y los viejos esquemas de la lámpara RF se reinventaron. Diferentes tipos de fuentes de luz RF están en el mercado hoy en día, y son, en esencia, realizaciones de esquemas poco realistas de fuentes de luz RF, algunos de los cuales fueron propuestos a finales del siglo 19. Las descargas sin electrodos fueron descubiertas por primera vez por Hittorf en Observaciones más completas se hicieron poco después por JJ Thomson. Uno tiene que admirar a estos pioneros con sus instrumentos rudimentarios y su brillante comprensión de la nueva ciencia del electromagnetismo. En Nueva York, 1891, Nikola Tesla durante una conferencia pronunciada en la Universidad de Columbia mostró la primera lámpara sin electrodos: se trataba de una "luz inalámbrica" energizada a distancia por un campo de RF, funcionaba a una frecuencia relativamente baja y era una especie de descarga capacitiva de RF mantenida por corrientes débiles que estaban limitadas por grandes espacios de aire. Esta demostración era un precursor de futuros dispositivos de iluminación accionados a distancia por los campos electromagnéticos de microondas. Las microondas conducidas en una lámpara HID de azufre se consideran una exitosa realización de este concepto. La primera patente de lámpara RF se concedió en 1907 a Hewitt. Su esquema es una reminiscencia del plasma acoplado inductivamente (ICP). La lámpara de Hewitt consistía en una ampolla de vidrio esférico lleno con vapor de mercurio a baja presión. La bobina que rodea el bulbo de vidrio se energizaba con un generador mecánico de corriente alterna a frecuencias entre Hz. En ese momento, no había generadores electrónicos. El funcionamiento de esta lámpara surge del principio de descarga de RF inductiva, de Hittorf y Thomson. El plasma en esta descarga se mantiene encendido por un campo 17

19 electromagnético inducido por una bobina de inducción. En esencia, una descarga RF inductiva es un tipo de transformador con el plasma a su vez haciendo de bobinado secundario. Una lámpara de inducción de RF con una cavidad reentrante, en la que se alberga una bobina de inducción con aire o un núcleo ferromagnético, fue propuesto por Bethenod y Claude en En esta lámpara, la bobina de inducción está oculta por el cuerpo de la lámpara, haciendo de esta una topología de descarga ideal para las lámparas compactas RF. La Colocación de la bobina de inducción dentro de la lámpara no sólo impide el sombreado de la luz, sino que también reduce significativamente la radiación de RF de tal lámpara debido a la proyección de plasma. Ninguno de estos principios propuestos dio lugar a una lámpara RF comercial en su tiempo. Después de la demostración de Tesla, se ha tomado la industria de la iluminación 100 años para llevar una lámpara al mercado para la iluminación general. Las principales razones de la demora son la falta de suministro de productos electrónicos baratos pero fiables, evitar la interferencia electromagnética y la reducción del deterioro del fósforo, causada por las altas cargas necesarias para un producto aceptable. Este último problema ha sido resuelto en gran medida por el uso de nuevos fósforos. El progreso en los otros dos problemas recién está comenzando a dar frutos comerciales. Ha habido un enorme progreso en las últimas tres décadas, en paralelo a la evolución de los semiconductores, que son un ingrediente esencial. En los últimos 15 años solamente, se han producido más de 100 solicitudes de patentes de las principales empresas de lámparas de descarga sin electrodos, dirigidas específicamente a aplicaciones de iluminación. Muchas empresas japonesas, como Matsushita, Mitsubishi y Toshiba son particularmente activas Principio de Funcionamiento Las lámparas de RF siguen los mismos principios básicos de conversión de energía eléctrica en radiación visible que las lámparas de descarga convencionales. La diferencia fundamental entre las lámparas convencionales y las lámparas de RF es que las lámparas RF funcionan sin electrodos (ánodo y cátodo). Esto tiene profundas consecuencias sobre las características de la lámpara RF y sus cualidades Lámparas de Descarga Convencionales Antes de discutir el funcionamiento de la lámpara RF sin electrodos, recordaremos los principios y características principales de las lámparas de descarga convencionales. Las lámparas de descarga convencionales se clasifican en dos categorías principales: las lámparas fluorescentes y las de alta intensidad (HID). Las lámparas fluorescentes se basan en una descarga de los gases inertes a baja presión, las presiones del gas suelen estar entre una fracción y varios Torr, con una pequeña porción (aproximadamente 5-10 mtorr) de vapor de mercurio. El plasma de tales descargas se encuentra en una condición de no equilibrio con una temperatura de los electrones cerca de 1 ev y una temperatura de gas neutro cerca de la temperatura ambiente (0,03 ev). Más de la mitad de la energía eléctrica 18

20 en dichos vertidos se convierte en radiación UV de resonancia de los átomos de mercurio excitados. Esta radiación se convierte (con aproximadamente un 50% de eficiencia) en luz visible (blanca) debido a un revestimiento de fósforo que cubre la pared interna de cristal de la lámpara. Por lo tanto, la eficiencia general de una lámpara fluorescente es de alrededor de 25%, lo que corresponde a lm/w. Las lámparas fluorescentes comprenden el mayor sector del negocio de la iluminación con descargas de gas. Las lámparas HID operan a presiones de gas considerablemente más altas (aproximadamente una atmósfera o mayor). El plasma en estas descargas se caracteriza por una alta densidad de corriente de descarga. Al ser más alta la presión del gas, se producen muchas colisiones electrón-átomo que llevan el plasma a una condición de casi equilibrio, con la temperatura de todos los componentes alrededor de unos pocos miles de grados Kelvin. Las lámparas HID irradian luz visible con una eficiencia similar a la de las lámparas fluorescentes. Las lámparas HID y los fluorescentes convencionales requieren electrodos para conectar el plasma con el circuito eléctrico e inyectar los electrones en el plasma. Las lámparas fluorescentes y HID generalmente operan en corriente alterna a una frecuencia de línea de 50 o 60 Hz o a frecuencias más altas ( khz) cuando se maneja con un balastro electrónico. Por lo tanto, cada electrodo opera cada medio período como un cátodo y durante el otro medio período como un ánodo. La presencia de electrodos en lámparas fluorescentes y HID convencionales ha puesto restricciones en el diseño de la lámpara y en su rendimiento y es un factor importante que limita la vida de la lámpara. Para obtener más información sobre diferentes aspectos de la ciencia de descarga de la fuente de luz de gas convencional y su tecnología, ver Waymouth [3] o un manual más recientemente publicado sobre la tecnología de iluminación [4] Ventajas de las Lámparas sin Electrodos frente a las Lámparas Convencionales Durante mucho tiempo se ha reconocido que la característica más atractiva de las lámparas de RF es la ausencia de electrodos. Los electrodos son el principal factor limitante en lo que se refiere a la vida de la lámpara. La pérdida de material emisor cátodo, debido a su evaporación y pulverización catódica causada por el bombardeo de iones, limita la vida de las lámparas HID a entre horas, mientras que la vida de algunas lámparas sin electrodos de RF que están en el mercado hoy en día, alcanza las horas. Esto hace más atractivo el uso de estas últimas en aplicaciones en las que el mantenimiento de la lámpara es caro. Además la presencia de electrodos pone una limitación en la presión del gas de llenado de la lámpara y su composición para evitar reacciones químicas y físicas que destruyan dichos electrodos. Esto es importante porque la presión del gas de relleno dentro de una lámpara fluorescente convencional tiene influencia en la eficiencia máxima de la lámpara. Pero, cualquier intento para reducir la presión del gas y de esta forma aumentar la eficiencia de la lámpara, da como resultado una disminución significativa de la vida de la lámpara debido al aumento de la velocidad de evaporación del electrodo. Sin embargo, en las 19

21 lámparas sin electrodos RF, no existe limitación y por tanto se optimiza la presión del gas para la máxima eficiencia. Los cátodos de las lámparas de descarga (HID) operan en un régimen de "puntos calientes", donde la emisión catódica se realiza a partir de un pequeño punto calentado por la corriente de descarga. Por este motivo, el cátodo no puede soportar una gran corriente de descarga y un gran factor de rizado de corriente. La corriente máxima en las lámparas fluorescentes comerciales es menos de aproximadamente 1.5 A, lo cual limita la potencia máxima y la salida de luz de estas lámparas. Las lámparas sin electrodos RF comerciales permiten una corriente de descarga más alta que las lámparas convencionales y por tanto una mayor potencia máxima y mayor emisión de luz de la lámpara. Además, las lámparas sin electrodos RF tienen un arranque instantáneo e inofensivo y son más convenientes para su regulación. Puesto que el régimen térmico del cátodo se rige por la corriente de descarga de la lámpara, la regulación de lámparas fluorescentes convencionales requiere un medio adicional para prevenir la temperatura del cátodo de la caída y la posterior pulverización catódica Funcionamiento de las Lámparas de Inducción Electromagnética La Lámpara de Inducción Electromagnética sin electrodos (IEM) es un nuevo concepto de muy alta tecnología para el ahorro energético en la iluminación, basado en el principio de gas de descarga de las lámparas fluorescentes y en el principio de la inducción electromagnética de alta frecuencia. Se denomina como "lámpara sin electrodos" (electrodless), ya que no tiene filamentos ni electrodos como el común de las lámparas. El filamento de incandescencia o el electrodo es el elemento fundamental para fuentes comunes de luz y la vida útil de estas depende de la vida útil del filamento de incandescencia o de los electrodos utilizados, como ya hemos explicado anteriormente. La vida útil de la lámpara de IEM (sin electrodos) es ilimitada por no existir elementos que se desgasten, por lo que la vida útil puede prolongarse de manera indefinida. La vida útil de las lámparas de IEM es sólo determinada por el nivel de calidad, el diseño de los circuitos y demás componentes electrónicos. Las lámparas de Inducción Electromagnética se clasifican en dos grupos: Lámpara de Inducción Electromagnética INTERNA (IEM-I) de alta frecuencia (sin electrodos), con una frecuencia de operación alrededor de los 2.65 MHz. Lámpara de Inducción Electromagnética EXTERNA (IEM-E) de baja frecuencia (sin electrodos), con una frecuencia de operación alrededor de los 2.50 KHz Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética INTERNA de Alta Frecuencia. La Lámpara de IEM INTERNA de alta frecuencia, está compuesta por un bulbo, una antena y una fuente de alimentación. Después de la llegada de energía a la fuente de alimentación, el generador de alta frecuencia que posee, envía un voltaje constante a

22 MHz hacia la antena que está instalada dentro del bulbo y conectada a un balastro electrónico de la lámpara a través de un cable de alta frecuencia, como muestran las figuras 4 y 5. La antena crea un fuerte campo magnético estático dentro del bulbo, generando una reacción e ionización del gas que se encuentra al vacío dentro de las 2 paredes del bulbo, formando un plasma. Cuando los átomos del plasma reaccionan, la energía obtenida anteriormente se irradia en forma de nm de radiación ultravioleta, cumpliendo con el proceso de transformación de la energía. Entonces, el fósforo tricolor que posee el bulbo en su superficie interna, será estimulado lo que permitirá emitir una luz visible. En cuanto al diseño de la fuente de poder y gracias a que su factor de potencia llega a niveles mayores de 0,98 el generador de alta frecuencia puede enviar una tensión constante y una alta frecuencia constante cuando la lámpara está encendida. Así que, aunque la tensión de entrada de la fuente de alimentación fluctúe dentro de cierto rango (170 V 270 V), el brillo de la lámpara y su luminosidad no va a cambiar. Figura 4. Principio de funcionamiento de la lámpara de inducción Electromagnética 21

23 Figura 5. Lámpara de inducción electromagnética interna Principio de Funcionamiento de la Lámpara de Inducción Electromagnética EXTERNA de Baja Frecuencia. La Lámpara de IEM EXTERNA de baja frecuencia, está compuesta por un bulbo, una antena de doble poder y una fuente de alimentación. Después de la llegada de energía a la fuente de alimentación, el generador de alta frecuencia envía un voltaje constante hacia los 2 anillos metálicos, a través de un cable de alta frecuencia. Los anillos, son los encargados de producir el campo magnético alrededor del tubo de vidrio. En otras palabras, el acoplador de energía (anillos metálicos), que se instala en el exterior del bulbo y conectado con el balastro electrónico de la lámpara a través del cable de alta frecuencia, va a crear un fuerte campo magnético estático en el espacio de descarga de la cáscara de cristal. Así, la ruta circular del campo magnético, motivado por el bucle, forma un circuito cerrado, lo que genera la aceleración de los electrones libres, como muestra la Figura 6. Entonces, estos electrones libres que chocan con los átomos de mercurio, permiten que el gas que se encuentra al vacío dentro del bulbo genere una reacción e ionización del mismo, formando un plasma. Cuando los átomos de plasma reaccionan, la energía obtenida anteriormente se irradia en forma de nm de radiación ultravioleta, cumpliendo con el proceso de transformación de la energía. Entonces, el fósforo tricolor que posee el bulbo en su superficie interna, será estimulado lo que permitirá emitir una luz visible. Figura 6. Lámpara de inducción electromagnética externa 22

24 Características y Ventajas Principales Bajo Consumo Real El consumo de la lámpara del que usualmente hablamos, es el consumo de la fuente de luz que ilumina, es decir, del bulbo y no del consumo real de la lámpara integrada. Por lo tanto, el cálculo del consumo de energía eléctrica no es exacto. En general, el consumo de energía de los balastros para lámparas de haluros metálicos o lámparas de sodio de alta presión es más de un 20% del consumo del bulbo. Es decir, el consumo real total es: consumo del bulbo + el consumo del balastro (Así por ejemplo, para una lámpara de 250W de sodio o de haluros metálicos, el consumo total = 250W + 50W = 300W). Con la lámpara de Inducción Electromagnética (IEM), el consumo de energía para la fuente de luz (bulbo) es tan bajo, que perfectamente puede no ser considerado. Suponemos que con 5% de fluctuación, el consumo de la fuente de alimentación puede compensar el consumo de la fuente de luz. Entonces podemos concluir que: consumo real total = Consumo de la lámpara de IEM. Por lo tanto, la lámpara de IEM (también llamada lámpara sin electrodos ) puede ahorrar alrededor del 20% de la energía que utilizan las lámparas comunes con el mismo poder. Y este cálculo sólo ha considerado el principio de diseño de la lámpara de IEM, sin tener en cuenta otras características de eficacia lumínica de la lámpara de IEM, que hace que el producto pueda ahorrar más energía aún Alta Eficacia Lumínica Visual. La eficacia luminosa de una fuente de luz es la relación existente entre el flujo luminoso (en lúmenes, lm) emitido por una fuente de luz y la potencia (en vatios, W) consumida por la fuente. Por lo general, la eficiencia lumínica (lm/w) se considera como un importante indicador para determinar el ahorro de energía de las diferentes fuentes de luz. Teóricamente, se dice que las lámparas con una eficiencia lumínica superior tienen mejor capacidad para ahorrar energía. De acuerdo a los resultados de las pruebas efectuadas a los diferentes tipos de lámparas, la eficiencia lumínica de las lámparas de sodio de alta presión tienen de 90 a 110 lm/w; el de las lámparas de Haluros metálicos tienen 85 lm/w., y las lámparas de IEM (sin electrodos) es sólo de 70 a 80 lm/w. Sin embargo, la conclusión es totalmente diferente según la percepción de las pupilas humanas. A diferencia de los instrumentos, que sólo se limitan a medir la eficiencia lumínica, las pupilas pueden evaluar la eficacia lumínica real y efectiva de una lámpara de acuerdo a diferentes ambientes, colores, eficiencias, capacidad de reproducción de color y todos los factores anteriores integrados. Los ojos tienen altos requerimientos de los colores, mientras que muchas fuentes de luz no tienen la capacidad para mostrar los colores. Por ejemplo, las lámparas de sodio sólo tienen una buena representación de los colores amarillo y gama de grises; bajo otras gamas de colores, los ojos solamente pueden identificar los perfiles de los objetos, perdiendo la capacidad de identificar los detalles. En muchos ambientes de trabajo, la gente 23

25 erróneamente suele aumentar la potencia de las lámparas comunes con el fin de mejorar la eficiencia lumínica y así poder distinguir mejor los colores. No sólo no obtienen los resultados de colores esperados, sino además, producen una gran cantidad de pérdidas de energía. Dado que la reproducción de colores de la lámpara de sodio es muy baja (índice de rendimiento del color de la lámpara de sodio es < 40 CRI mientras que el de la lámpara de IEM es > 80 CRI), su real eficacia lumínica baja considerablemente. Cabe recordar que el CRI es la medida de rendimiento de color o también denominado índice de menor distorsión del color, siendo el máximo = 100, que es el color que reproduce la luz solar. Por tanto, las lámparas con un mayor CRI tendrán una menor distorsión del color. Diferentes tests realizados con distintos instrumentos, han arrojado como resultado, que la efectividad de la eficiencia lumínica de la lámpara de sodio es sólo alrededor de 60, mientras que la lámpara de IEM alcanza un valor alrededor de 120. Por lo anterior, podemos concluir que con las lámparas de IEM se puede lograr un mejor efecto visual con menos potencia (el poder de la lámpara de IEM es dos veces más que el de las lámparas de sodio y haluro metal, es decir, una lámpara de IEM de 200W de consumo puede sustituir a una lámpara de sodio de alta presión de 400W.) Fuente de Luz Saludable Las frecuencias de operación de las fuentes de luz, tales como lámparas fluorescentes, lámparas de sodio y lámparas de haluro metal, son 50 Hz. En esta frecuencia, el ojo humano puede sentir el parpadeo de la luz. En cuanto a la lámpara de alta frecuencia sin electrodos (IEM), la frecuencia de funcionamiento es 2.56 MHz (inducción interna) o 250 khz (inducción externa), que corresponden a más de veces la del común de las fuentes de luz, superando el alcance de identificación de los ojos humanos a captar el efecto estroboscópico. Adicionalmente, la lámpara de IEM posee un bulbo con contenidos de fósforo que permiten una mejor reproducción de colores (CRI > 80) y un menor encandilamiento que el producido por las lámparas de sodio y de halurometal. Estos dos elementos (bajo efecto estroboscópico y bajo encandilamiento) hacen que la lámpara de IEM alivie el daño a los ojos. Además, el producto no contiene mercurio líquido Baja Atenuación (Degradación) de la Luz. La atenuación de la luz es la reducción de la eficacia lumínica nominal de las fuentes de luz, después de ser utilizada durante un largo período de tiempo y bajo condiciones nominales de funcionamiento. Diferentes fuentes de luz tienen diferentes velocidades de atenuación de la luz ya que tienen diferentes principios de operación lumínica y diferentes materias primas. Gracias al principio de funcionamiento especial de las lámparas de IEM (sin filamento), con un bulbo al vacío y un muy buen aislamiento, la lámpara de IEM tiene una baja atenuación de la luz (no más de 16% de atenuación de la luz se genera después de un funcionamiento de horas), mostrando actuaciones de ahorro energético y buen efecto lumínico. Otras lámparas eficientes atenúan un 50% de la luz después de haber sido utilizadas durante horas y una lámpara fluorescente común atenuará más del 30% después de haber sido utilizada durante horas. La constante de la eficacia lumínica es también un indicador de 24

26 Categoría ahorro de energía. La reducción de la eficacia lumínica (atenuación de la luz) en el marco mismo del consumo eléctrico (potencia), es también un tipo de derroche energético Encendido Instantáneo Menos de 0,5 segundos es el tiempo de partida; sin necesidad de precalentamiento, la lámpara de IEM enciende y reenciende instantáneamente Rendimiento Eléctrico Óptimo Un factor de potencia 0,98, una pequeña corriente armónica; utilizable en un amplio rango de tensión eléctrica. Con variaciones de voltajes de 170 V-270 V puede trabajar de forma estable Comparación de la Lámpara de IEM y Otras Fuentes de Luz Tabla II Comparación de la Lámpara de IEM con otras fuentes de luz Lámpara IEM Lámpara fluorescente Lámpara de mercurio de alta presión Lámpara de sodio de alta presión Lámpara de haluro metal Lámpara incandescente Eficiencia lumínica (lm/w) Eficacia lumínica efectiva (PLM/W) (Lúmenes para la pupila humana) Índice de > <40 65 >95 rendimiento de color (Ra = CRI) Factor de potencia > Tiempo de Instantáneo <3 segundos 4-10 minutos 4-10 minutos 4-10 Instantáneo encendido en frío minutos Tiempo de Instantáneo <1 segundo Instantáneo Reencendido minutos minutos minutos Efecto No No siempre Sí Sí Sí No siempre estroboscópico Vida útil promedio (horas) Balastros Actuales de Lámparas IEFL La lámpara utilizada en nuestro proyecto es la Lámpara OSRAM ENDURA 150 W, esta es una lámpara fluorescente de inducción electromagnética externa, por lo que dispone de dos núcleos externos situados en los extremos de la lámpara y conectados en paralelo entre ellos, se pueden apreciar en la Figura 7, como ya hemos visto al describir el funcionamiento de las lámparas de IEM, las lámparas de inducción externa funcionan a una frecuencia más baja que las de inducción interna, concretamente nuestra lámpara 25

27 funciona a una frecuencia de 234 khz, generada por un balastro electrónico que se encarga también de producir la tensión y corriente necesarias para que funcione la lámpara. Para determinar estos parámetros a los que funciona la lámpara, se comprobó su funcionamiento conectándola mediante el balastro comercial, que se compró junto con la lámpara, a la red eléctrica, y se obtuvieron las señales de la Figura 7. Figura 7. Consumo de la Lámpara OSRAM ENDURA 150 W Como se ve en la Figura 7, la lámpara recibe del balastro comercial una tensión sinusoidal de 177 V rms, a una frecuencia de 234 khz aproximadamente. Por este motivo decidimos que estos sean los parámetros que utilizaremos para el diseño de nuestro balastro, para reproducir la salida del balastro comercial que recibimos con la lámpara, además de añadir la propiedad de una fácil regulación de la luz. Por otro lado, los valores de la corriente y la potencia consumidas por la lámpara que se observan en la Figura 7 representan la mitad de los valores realmente consumidos. Como ya hemos dicho, la lámpara se induce mediante dos devanados externos conectados en paralelo y colocados en cada uno de los extremos de la lámpara y se colocó la sonda de corriente en uno de los devanados, ya que era el único sitio disponible para colocarla, por este motivo falta sumarle la otra mitad de la corriente y por lo tanto la potencia se doblaría a los 150 W que marca el fabricante. A continuación, hablaremos de distintos documentos actuales que se encuentran en la bibliografía, en los que se habla e investiga acerca de las lámparas de inducción con núcleos externos. En el primero [5], se presenta un convertidor alimentado desde la red, capaz de alimentar una lámpara de IEFL operando en estado estacionario. Se obtiene con un convertidor SEPIC y un inversor resonante LCC con medio-puente asimétrico, con una eficiencia global del 86%. Por otra parte, se asegura una regulación de la luz, pero con un modelo eléctrico IEFL inexacto, porque todas las características físicas de las IEFL que aparecen 26

28 descritas en [6] no se tienen en cuenta, y el transitorio inicial de la lámpara no se ha mostrado, es decir, trabajan con la lámpara encendida previamente. En [7] una IEFL es alimentada por un circuito convertidor de alta frecuencia de medio puente utilizando un tanque resonante LC. El medio puente es alimentado por una tensión continua de 310 V. Debido a las altas frecuencias de conmutación, se utiliza la técnica de conmutación a tensión cero (ZVS) con el fin de reducir las pérdidas de conmutación. Aparecen diversos inconvenientes porque en el documento no está considerando el modelo exacto de la lámpara IEFL, sólo se estudia el comportamiento en estado estacionario del convertidor, y la regulación de la potencia de la IEFL no se considera. Otro trabajo [8], presenta una IEFL que está representada equivalente a un inductor variable en paralelo con una resistencia variable, donde el valor de estos elementos varía con la potencia instantánea de la lámpara. El modelo eléctrico se obtiene mediante la verificación experimental, la alimentación de la IEFL se realiza mediante un inversor de medio puente asimétrico con un filtro resonante LCC, conmutando a una frecuencia fija. El medio puente es alimentado por una tensión de entrada CC entre V. Uno de los inconvenientes de este trabajo es que no se consideran todas las características de la lámpara, tales como la resistencia equivalente del plasma, y sólo se tiene en cuenta la lámpara operando en estado estacionario. Después, da Silva et. Al. [9] utiliza el modelo eléctrico obtenido en [8] con el objetivo de comprobar el funcionamiento del convertidor realizado en [5]. El modelo eléctrico IEFL se verifica mediante simulación, y el convertidor se prueba experimentalmente. Por otra parte, se considera la IEFL con un arranque transitorio. El inconveniente principal de este trabajo es que no se consideran todas las características de la IEFL. Por último, se presenta [6] un modelo eléctrico exacto de la lámpara IEFL. Este artículo tiene en cuenta la resistencia del plasma, la reactancia de la lámpara y las pérdidas en el núcleo. El modelo se obtiene mediante la adquisición de datos experimentales, con un inversor resonante de medio puente serie-paralelo, conmutando a una frecuencia fija de 250 khz, y el puente se alimenta con una tensión continua entre V, con el fin de ajustar los parámetros de la lámpara en diferentes niveles de potencia, se controla la tensión del bus. El inconveniente principal de este trabajo es que el inicio transitorio de la lámpara está fuera del alcance del documento. Como consecuencia de ello, en este proyecto se utiliza el modelo eléctrico exacto de la IEFL como aparece en [6], pero en este caso el modelo eléctrico se simula con PSIM. El modelo de la lámpara se ha realizado previamente siguiendo los pasos que se indican en la publicación [6], obteniendo así el modelo exacto de la lámpara IEFL de 150 W, que es la que se dispone en nuestro laboratorio. Éste trabajo previo de la obtención del modelo, se encuentra fuera del alcance del proyecto, de manera que el modelo obtenido previamente se utiliza para corroborar el funcionamiento y rendimiento del balastro electrónico propuesto y realizado a posteriori. Este balastro estará formado por un convertidor boost con un comportamiento de resistor libre de pérdidas (LFR), y control en modo deslizante, alimentado por una batería de coche 27

29 de 12 V, y con un inversor resonante LCC con puente completo en la salida del boost operando a una frecuencia fija de 234 khz, tal como muestra la Figura 8. El convertidor junto con el inversor forman un balastro electrónico capaz de encender y alimentar la lámpara, y siempre ofrece la misma potencia a la IEFL independientemente de su impedancia. Por otra parte, las características LFR permiten la realización de un proceso muy sencillo de regulación de luz. Figura 8. Esquema del balastro electrónico En otros documentos, se afirma que la regulación de luz se puede lograr a través de diferentes métodos: modulación de frecuencia [10], la modulación PWM [11], el cambio de los parámetros del filtro de salida [12], la técnica del modo ráfaga [13] y el control de la tensión del bus [6]. En este trabajo se presenta una metodología de regulación mucho más sencilla debido al comportamiento del convertidor boost como LFR, trabajando como una fuente de potencia. Aunque la idea de utilizar un LFR para realizar un balastro no disipativo para lámparas de descarga de gas ya se introdujo en [14], no hay un circuito como el que proponemos a continuación. Este trabajo propone una posible implementación LFR para alimentar y regular una lámpara IEFL a partir de una batería de 12 V de coche, en la Figura 9 aparece el diagrama de bloques. Figura 9. Diagrama de bloques del balastro con LFR Como se puede observar en la Figura 9, el convertidor boost es la parte del balastro que tendrá comportamiento de LFR entregando siempre la potencia deseada a la salida del mismo, trabajando mediante control por deslizamiento. La segunda parte del balastro que es la formada por el inversor LCC en puente completo, es la que se encarga de realizar la ganancia de tensión necesaria en el instante de encendido de la lámpara, así como de generar una señal de tensión y corriente alterna de unos 234 khz aproximadamente. En 28

30 éste caso el puente inversor estará en lazo abierto operando a la frecuencia de conmutación deseada mediante un generador de funciones. Hay que tener en cuenta, como aparece en distintas publicaciones, que en el instante de encendido de la lámpara, debido a sus características físicas, es necesaria una tensión alterna de alta frecuencia de valor de pico más alto que la de régimen estacionario, por eso es necesario un puente inversor LCC como se mostrara en las simulaciones y resultados experimentales. A medida que la lámpara se alimenta a potencia constante, se puede realizar la regulación de la luz de la lámpara fácilmente mediante el ajuste de la entrada del LFR equivalente a una resistencia R e. La tensión y la corriente de la lámpara se ajustan automáticamente a la impedancia instantánea de la IEFL, independientemente de la región de potencia a la que trabaja la lámpara, como se muestra en la Fig. 10. Además una de las características importantes que se pueden observar en éste tipo de lámparas es que a menor potencia de alimentación de la misma, las tensiones de la IEFL, son mucho mayores, por lo que las corrientes se tendrán que ver disminuidas considerablemente. Figura 10. Curva v-i de la IEFL ENDURA 100 W [7]. 29

31 3. MEMORIA DESCRIPTIVA 30

32 3.1. Descripción de la Solución Adoptada En este proyecto, se propone un nuevo convertidor que permite una fácil regulación de la luz, conocida como dimming. Se trata de un convertidor boost comportándose como un resistor libre de pérdidas (LFR), con control en modo deslizante, conectado a un inversor resonante LCC de puente completo, conmutando a una frecuencia fija de 234 khz, tal como se muestra en la Figura 11. El convertidor boost se alimenta con una tensión en CC de 12 V, y por medio del inversor resonante LCC el balastro es capaz de encender y entregar siempre la misma potencia a la IEFL, independientemente de la impedancia de la lámpara. Además, previamente se realizan simulaciones con PSIM utilizando el modelo eléctrico equivalente a la lámpara IEFL obtenido mediante los procedimientos experimentales que aparecen en [6], para corroborar el rendimiento del balasto electrónico con capacidad de regulación de luz. Figura 11. Esquema del balastro electrónico Como ya se ha mencionado anteriormente, para determinar los parámetros a los que funciona la lámpara, se comprobó su funcionamiento conectándola mediante el balastro comercial, que se compró junto con la lámpara, a la red eléctrica y se obtuvieron las señales de la Figura 7, en las que se puede apreciar que nuestra lámpara de inducción electromagnética externa funciona con una tensión y corriente sinusoidal de 234 khz y con un valor de tensión de 177 V RMS a plena potencia (150 W) en régimen estacionario. 3.2.Boost como LFR (Resistor Libre de Pérdidas) El Resistor Libre de Pérdidas (LFR) es un dispositivo de dos puertos que pertenece a una clase de circuitos llamados POPI (potencia de salida = potencia de entrada) que, a su vez, constituyen los elementos canónicos en la síntesis de numerosas funciones de procesos de energía de alta frecuencia. El modelo de LFR se basa en una red de dos puertos que consiste en emular una resistencia R e en la entrada y una fuente de potencia en la salida, como se muestra en la Figura

33 Figura 12. Modelo LFR El concepto de LFR se introdujo por Singer [15] y, desde sus orígenes, se limita al reconocimiento de que ciertos convertidores de conmutación presentan una impedancia resistiva en estado estacionario en el modo de conducción discontinua (DCM), como por ejemplo, buck-boost, SEPIC, y convertidores Cuk. Sin embargo, los convertidores DCM derivados del buck-boost no son la única manera de poner en práctica un LFR. Las corrientes del inductor y de entrada en un convertidor boost son iguales, por lo que se puede realizar también un LFR [16] mediante la imposición de un control en modo deslizante en este convertidor, con un control dado por s(x) = V g - R e *I L. La potencia consumida por la R e se transfiere al puerto de salida del rectificador de corriente continua. Por este motivo, para controlar la cantidad de potencia de salida, debe ser posible ajustar el valor de R e. El convertidor ideal no tiene pérdidas, por lo que, la potencia de entrada instantánea es igual a la potencia de salida instantánea. Dado que la potencia instantánea es independiente de las características de carga, el puerto de salida obedece a las características de fuente de potencia. Figura 13. (a) Fuente de potencia. (b) Consumidor de energía. (c) Curva característica En la Figura 13 (a) se representa una fuente de potencia, podemos ver su curva característica en el primer cuadrante de la Figura 13(c), en ella podemos apreciar el comportamiento de la fuente de potencia, como cuando la corriente es alta, la tensión 32

34 ofrecida es baja y a la inversa, cuando el corriente es bajo la tensión aumenta, de esta forma siempre se genera la misma potencia (idealmente). El consumidor de energía representado en la Figura 13 (b) actúa de la misma forma pero con potencia consumida, por este motivo su curva característica se encuentra en el tercer cuadrante de la Figura 13 (c). 3.3.Inversor Resonante LCC En gran variedad de aplicaciones son necesarios los convertidores de corriente continua a corriente alterna de alta frecuencia, como en los balastros para lámparas de descarga de gas, lámparas IEFL, calefacción de inducción y generadores de electrocirugía. Estas aplicaciones requieren la generación de una señal sinusoidal de cientos de khz, con una distorsión armónica total baja (THD). El diseño del filtro resonante es una parte esencial en el diseño del balastro electrónico IEFL debido a una serie de criterios que se deben considerar para el funcionamiento satisfactorio de la lámpara, tales como proporcionar el encendido de la lámpara y la limitación de la corriente eléctrica en la que, además, aumenta la calidad de la forma de onda [17]. En términos generales, existen dos tipos de convertidores resonantes: los convertidores resonantes en serie (SRC), donde la carga (IEFL) está conectada en serie con el circuito resonante, y los convertidores resonantes en paralelo (PRC), donde la carga (IEFL) está conectada en paralelo con el circuito resonante. Entre estas topologías de convertidor, también es posible encontrar los convertidores resonantes LCC, que son similares a los PRC, pero con un condensador en serie en el tanque resonante [18]. Este tipo de convertidores combinan las ventajas de los convertidores SRC y los PRC. Principalmente, el condensador en serie (Cs) hace la capacitancia equivalente del tanque más pequeña, aumenta la impedancia característica del tanque resonante y esto ayuda a limitar la corriente que circula a través del tanque. Otra ventaja es que las características de conversión de la tensión permiten que el convertidor opere en una amplia gama de cargas. Además, en condiciones de carga baja del convertidor LCC tiene protección contra cortocircuitos Convertidor Resonante en Serie El convertidor resonante en serie tiene el inconveniente principal de que la tensión de salida no puede ser regulada para el caso sin carga. Esto se puede ver a partir de las curvas de resonancia características de la Figura 14. Para Q = 1, por ejemplo, las curvas tienen muy poca "selectividad", y, de hecho, sin carga la curva sería simplemente una línea horizontal. Esto significa que este convertidor sólo se puede utilizar "tal cual" en aplicaciones donde no se requiere regulación sin carga. 33

35 Figura 14. Ganancia convertidor resonante en serie Otra desventaja de este convertidor es que la salida CC del condensador del filtro debe tener un alto rizado de corriente (un 48% de la salida en corriente continua). Esta es una desventaja significativa para aplicaciones de baja tensión de salida y corriente alta. Por esta razón el convertidor resonante en serie no se considera adecuado para la producción de convertidores de bajo voltaje o alta corriente en la salida, sino que es un convertidor más conveniente para aplicaciones que requieran alto voltaje y baja corriente en la salida. La principal ventaja del convertidor es que los condensadores resonantes en serie en un primer lugar actúan como un condensador de bloqueo de corriente continua. Debido a este hecho, el convertidor se puede utilizar fácilmente como puente completo sin ningún control adicional para controlar el desequilibrio en los tiempos de conmutación del FET o las caídas de tensión. Por esta razón, el convertidor resonante en serie es adecuado para aplicaciones de alta potencia donde un convertidor de puente completo es deseable. Otra de las ventajas del convertidor resonante en serie es que las corrientes en los dispositivos de potencia disminuyen a medida que la carga disminuye. Esta ventaja permite disminuir las pérdidas de conducción del dispositivo de potencia (así como otras pérdidas en el circuito) a medida que la carga disminuye, manteniendo así una alta eficiencia de carga parcial. Como se verá más adelante, este no es el caso para el convertidor resonante en paralelo. Si el convertidor está operando cerca de la resonancia (es decir, en carga pesada) y se aplica un corto circuito en la salida del convertidor, la corriente se elevará a valores altos. Para controlar la corriente de salida en tales condiciones, la frecuencia del convertidor se eleva por el control. Hacer el convertidor a prueba de cortocircuitos es relativamente fácil, ya que la corriente tarda unos pocos ciclos de resonancia en aumentar, tiempo considerable para que el circuito de control pueda entrar en acción Convertidor Resonante en Paralelo Las curvas características de la ganancia del convertidor resonante en paralelo se dan en la Figura 15. A partir de estas curvas se ve que, en contraste con el convertidor resonante en serie, el convertidor es capaz de controlar la tensión de salida en vacío ejecutándose a una 34

36 frecuencia por encima de la resonancia. Hay que tener en cuenta también que la tensión de salida a frecuencia de resonancia es en función de la carga y puede elevarse a valores muy altos sin carga si la frecuencia de funcionamiento no se eleva por el regulador. Figura 15. Ganancia convertidor resonante en paralelo. La principal desventaja del convertidor resonante en paralelo es que la corriente transportada por el FET y otros componentes resonantes es relativamente independiente de la carga. En este tipo de convertidores, a medida que aumenta la resistencia de carga (disminuye la carga), la frecuencia de conmutación se incrementa para regular la tensión de salida, pero la corriente en el circuito resonante se mantiene relativamente constante. La consecuencia de este comportamiento es que las pérdidas de conducción en los FETs y los componentes reactivos permanecen relativamente fijas aunque se reduzca la carga de modo que la eficiencia luz-carga del convertidor sufre. Además, esta corriente se incrementa al aumentar el voltaje en CC de entrada del convertidor. Por lo tanto este convertidor es menos ideal para aplicaciones que tienen un amplio rango de tensión de entrada y en las que se necesite que el convertidor funcione correctamente por debajo de su potencia máxima de diseño manteniendo al mismo tiempo una eficiencia muy alta. A la inversa, el convertidor se adapta mejor a las aplicaciones que se ejecutan a partir de un rango de tensión de entrada relativamente estrecho (por ejemplo, ±15%) y que presentan una carga más o menos constante para el convertidor cerca de la potencia máxima de diseño (por ejemplo, 75% de la potencia máxima de diseño). Por supuesto, el convertidor debe ser diseñado térmicamente para la potencia máxima, por lo tanto, no tendrá ningún problema térmicamente funcionando a potencia reducida, sólo la eficiencia de carga parcial es menor que la eficiencia de carga completa. El convertidor resonante en paralelo también es adecuado para aplicaciones de alta corriente y baja tensión de salida. Esto es debido al hecho de que el filtro de corriente continua en el lado de baja tensión de salida del transformador es una entrada inductiva y, por lo tanto, no se necesitan condensadores de salida de corriente continua capaces de transportar corrientes con una ondulación muy alta. El inductor limita el rizado de la 35

37 corriente realizado por el condensador de salida. Esto no es ideal para bajos voltajes de salida debido a que el condensador tendría que soportar demasiada corriente alterna. Sin embargo, para los convertidores con un voltaje de salida más alto, esta colocación del condensador resonante puede ser deseable. El convertidor resonante en paralelo es el más conveniente para aplicaciones con requisitos severos de cortocircuito. Esta propiedad se puede ver mediante la aplicación de un corto directamente a través del condensador resonante. Para este caso, toda la onda de tensión cuadrada aplicada por el inversor pasa directamente a través del inductor resonante y, por lo tanto, la corriente está limitada por esta impedancia Convertidor Resonante Serie-Paralelo (LCC) El convertidor serie-paralelo intenta aprovechar las mejores características del convertidor en serie y el paralelo, mientras que elimina sus puntos débiles. Como se mostrará, este objetivo se cumple mediante la selección apropiada de los componentes resonantes, pero se necesita un rango de frecuencia de conmutación algo más ancho. Mediante la visualización de las curvas características de ganancia de la Figura 16, está claro que el convertidor puede funcionar y regularse sin carga siempre que el condensador resonante en paralelo C p no sea demasiado pequeño (si C p es igual a cero, entonces el circuito pasa a ser un convertidor resonante en serie). Se ve que cuanto más pequeño es C p, menos "selectividad" se puede apreciar en las curvas resonantes. Es decir, el convertidor se asemeja más a un convertidor en serie como más pequeño se hace C p. Sin embargo, para unos valores razonables de C p el convertidor funcionará perfectamente sin carga, por lo que se elimina la principal desventaja del convertidor resonante en serie. Al hacer esto, el convertidor toma algunas de las características del convertidor resonante en paralelo. Por este motivo, es importante que la principal desventaja del convertidor resonante en paralelo (corriente independiente de la carga) no esté presente en este convertidor. Para ciertos valores de los componentes del puente resonante se consigue obtener la corriente de entrada al circuito resonante (es decir, la corriente en la inductancia de resonancia) en función de la resistencia de carga. Por lo que la corriente de entrada disminuye cuando disminuye la carga (aumenta la resistencia) tal y como se desea. Sin embargo, si no se escogen adecuadamente los componentes del circuito, no se logra ninguna disminución de la corriente al disminuir la carga. 36

38 Figura 16. Ganancia convertidor serie-paralelo El efecto de la disminución de C p se muestra en la Figura 16. Cuando C p se hace más pequeña con respecto a C s, las curvas tienen menos "selectividad". Por ejemplo, si se desea mantener la tensión de salida en un valor normalizado de 0,6 a una carga con Q = 1, la Fig. 16 (a) muestra que la frecuencia de operación necesaria es de aproximadamente 1,7. Por otro lado, la Fig. 16 (b) muestra que es necesaria una frecuencia de 2. En otras palabras, como C p se hace más pequeño, la frecuencia necesaria para una determinada carga aumenta. Este factor es el que limita la reducción de C p para reducir la corriente. Para conseguir que disminuya la corriente al mismo tiempo que lo hace la carga y mantener una alta eficiencia de carga parcial, es necesario seleccionar los componentes del convertidor de modo que la carga total Q sea aproximadamente de 4 o 5. Para estos valores de Q s el convertidor aparece esencialmente como un convertidor resonante en serie y la corriente disminuirá a medida que disminuye la carga. A medida que la carga disminuye aún más, el convertidor toma las características de un convertidor resonante en paralelo y la corriente ya no disminuye con la carga. Sin embargo, en algunas de las publicaciones [6][8][9] mostradas escogen aproximadamente una relación cercana a C p = 10 C s a la hora de alimentar una lámpara de inducción. En la literatura se han propuesto diversos inversores resonantes para alimentar las lámparas IEFL, sobre todo con los filtros resonantes LC [20], LCC [21], y LCLC [22], donde los inversores resonantes LCC son los más utilizados debido a su simplicidad y las ya mencionadas características. Por lo tanto, el tanque resonante estudiado y utilizado en este trabajo es un filtro resonante LCC, y se muestra en la Figura

39 3.4. Modelo de la IEFL En éste proyecto se utiliza el modelo de la lámpara OSRAM ENDURA 150W obtenido previamente mediante verificaciones experimentales tal como se indica en la publicación [6]. Por tanto se van a dar en este apartado las características más importantes del modelo para poder reproducirlo mediante PSIM. El modelo se alimenta mediante un convertidor boost con comportamiento LFR, con posibilidad de regulación como se ha mencionado anteriormente, y un inversor resonante LCC. El modelo eléctrico de la lámpara tiene en cuenta la inductancia de magnetización (L core ), que es independiente de la potencia instantánea de la lámpara, las pérdidas en el núcleo (R core ), la potencia real de la lámpara (R lamp ), y la reactancia de la lámpara (C lamp ), todo dependiente de la potencia. Figura 17. Modelo simplificado considerando la lámpara y sus parámetros [7]. En (0.1), (0.2) y (0.3), aparecen funciones polinómicas de R lamp (P), R core (P), C lamp (P), que se extraen mediante los pasos indicados en [6], y se van a utilizar para llevar a cabo los modelos eléctricos equivalentes con PSIM. R ( Lamp P ) A P A P A P A P A (0.1) R ( Core P ) B4 P B3 P B2 P B1 P B0 (0.2) C ( Lamp P ) C4 P C3 P C2 P C1 P C0 (0.3) Los valores de los diferentes coeficientes, obtenidos mediante [6], se presentan en la Tabla III, Tabla IV y Tabla V. Coeficientes A 0 A 1 A 2 A 3 A 4 Tabla III R LAMP (P) Valores Ω Ω/W Ω/W Ω/W µω/w 4 38

40 Coeficientes B 0 B 1 B 2 B 3 B 4 Coeficientes C 0 C 1 C 2 C 3 C Modelo PSIM Tabla IV R CORE (P) Tabla V C LAMP (P) Valores Ω Ω/W Ω/W Ω/W µω /W 4 Valores pf pf/w pf/w pf/w pf/w 4 En esta sección se presenta un ejemplo de la implementación del modelo de la lámpara ENDURA 150 W, obtenido por la metodología que se explica en [6]. Este primer modelo esta implementado en PSIM y en la Figura 18 se presenta el circuito utilizado para la simulación del modelo. Consiste en el balasto electrónico, formado por un convertidor boost con comportamiento LFR, con un inversor resonante LCC con puente completo y diversos bloques funcionales para representar la variación de los parámetros de la lámpara. Figura 18. (a) Modelo de la simulación. (b) Potencia Real (P). (c) Resistencia equivalente del núcleo (R core ). (d) Capacitancia equivalente de la lámpara (C Lamp ). (e) Resistencia del plasma (R Lamp ). 39

41 IEFL Potencia Real (P) Los parámetros de la IEFL se modelan en función de la potencia real que es el valor medio de la potencia instantánea. En la Figura 22 (b) la fuente de corriente (I 1 ) emula la magnitud de la potencia instantánea de la lámpara, tal como se define en (0.4). Esta fuente de corriente se aplica a un circuito RC en paralelo, que representa un filtro pasa-bajo para reproducir la potencia real de la IEFL. La frecuencia de corte del filtro RC es de aproximadamente 2 khz. I1 VLamp ILamp (0.4) Modelo de la Resistencia Equivalente del Núcleo La resistencia equivalente del núcleo (R core ) se implementa como se muestra la Figura 22 (c) en función de la potencia real de la IEFL. El nodo R core representa numéricamente el valor de R core, y es generada por la función matemática M1 expresada en (0.2) y es responsable de emular el valor de la resistencia del núcleo en función de la potencia de la lámpara. Por lo tanto la fuente de corriente I 2, es la responsable de emular la corriente a través de la R core como se muestra en (0.5). I 2 1 VLamp (0.5) R Core Modelo de la Capacitancia de la Lámpara El modelo de la capacitancia de la lámpara (C Lamp ) se representa en la Figura 22 (d). El nodo C Lamp representa numéricamente el valor de C Lamp y la función matemática M2 es igual al modelo de la capacitancia de la lámpara, calculada matemáticamente en (0.3). La fuente de corriente I 3 es responsable de emular la corriente reactiva de la lámpara (0.6). I C 3 Lamp V Lamp t (0.6) Modelo de la Resistencia del Plasma El modelo de la resistencia del plasma (R Lamp ) está representado en la Figura 22 (e). Se expresa en términos de la potencia real IEFL. La tensión en el nodo R Lamp es numéricamente equivalente a R Lamp. La función matemática M3 modela la resistencia del plasma, calculada en (0.1). La fuente de corriente I 4, es la responsable de emular la corriente que fluye a través de la resistencia R Lamp como se muestra en (0.7). 1 I4 VLamp (0.7) R Lamp 40

42 4. MEMORIA DE CÁLCULO 41

43 4.1. Boost LFR Etapa de Potencia La etapa de potencia la forman un convertidor boost y un inversor LCC resonante en puente completo. En este primer punto nos vamos a centrar en el convertidor boost que actúa como resistor libre de pérdidas, y se van a calcular sus componentes de potencia. Este convertidor está alimentado por una batería de 12 V y mantiene la potencia de salida igual a la potencia de entrada (idealmente) P o =P in gracias al comportamiento como LFR que le proporciona el control sliding. El convertidor boost se corresponde con el de la Figura 19: Figura 19. Diseño electrónico del Convertidor Boost En primer lugar, para efectuar los cálculos que se precisan para el diseño del convertidor es necesario tener claro los requisitos que queremos que este cumpla. En nuestro caso, sabemos que el convertidor va a estar alimentado por una tensión (V g ) de 12 V y queremos obtener en la salida, una potencia (P 0 ) de 150 W. Por otro lado hemos observado que la lámpara se alimenta a plena potencia en régimen estacionario a 177 V RMS. Por tanto vamos a considerar que el convertidor boost va a entregar una tensión de salida igual a la tensión de pico de la lámpara, es decir, en régimen estacionario el convertidor resonante tendrá una ganancia aproximada de uno. Para el encendido de la lámpara la ganancia extra la entregará el inversor LCC. Por tanto la tensión de salida a considerar por el convertidor será V OUT 177V 2 Por otro lado, también sabemos que queremos conseguir que el convertidor funcione como un LFR, con lo que se obtiene lo siguiente: P o P (1.1) IN A partir de aquí, podemos obtener las corrientes de salida (I OUT ) y entrada (I g ): I OUT P0 150W 150W 0.6A V 177 2V 250.3V (1.2) OUT 42

44 P 150W P P I V P I A (1.3) 0 IN 0 g g 0 g 12.5 Vg 12V Por otra parte, la ecuación característica del convertidor boost para el cálculo del ciclo de trabajo es la siguiente: Vg 12 D (1.4) V OUT Hecho esto podemos empezar a calcular el valor de los componentes del convertidor Inductor Es importante tener en cuenta que para asegurar el funcionamiento del convertidor en óptimas condiciones, la frecuencia de la corriente del inductor ha de estar por encima de los 20 khz. Con los datos que ya tenemos y siguiendo con la fórmula propia del convertidor boost, podemos obtener el valor del inductor: 2 2 VOUT D (1 D) (1 0.95) L 24.7H (1.5) 2 I f k OUT Para asegurar que la frecuencia de conmutación no desciende por debajo de los 20 khz, disminuimos un poco el valor del inductor a 20 µh. Hay que tener en cuenta que el convertidor boost deberá de tener una ganancia de 10 aproximadamente a una potencia de 150 W. Como ya se ha visto en otras publicaciones, [23], para conseguir unas ganancias de tensión elevadas, la frecuencia de conmutación debe disminuir para que el interruptor éste en on el tiempo suficiente y así almacenar la energía requerida en la salida. Por este motivo es importante obtener una frecuencia de conmutación reducida, pero nunca por debajo de los 20 khz. Además hay que tener en cuenta que cuanto menor sea la frecuencia de conmutación, menores serán las pérdidas asociadas a ella, por lo que el convertidor será más eficiente. Todo esto es realizado trabajando siempre en modo de conducción continuo como se comprobará a posteriori. Más tarde, con la ayuda de la simulación en PSIM también conseguimos obtener otros parámetros importantes a la hora de dimensionar el inductor, como son: el rizado de la corriente (ΔI L =0.8 A) y la corriente máxima (I Lmax =13.5 A) tal como se ve en la Figura

45 Figura 20. Señal de la corriente del inductor (I L ) Finalmente, obtenemos el dimensionado del inductor con la ayuda del programa Magnetics Inductor Design Using Powder Cores. El núcleo escogido es el A7 y según el programa, debemos dar 17 vueltas alrededor del núcleo con un cable de 12 AWG (3.3 mm 2 ) de grosor. En el laboratorio disponemos de un hilo de cobre de 0.07 mm 2, por lo tanto debemos utilizar un total de 50 cables para llegar a conseguir el grosor deseado Condensador de Salida del Convertidor Para el cálculo del condensador es necesario saber el rizado de la tensión de salía (ΔV OUT ) que este tendrá que soportar, puesto que en la salida del convertidor seguimos teniendo corriente continua, estimamos un rizado de menos de 1 V para asegurarnos que el condensador con el fin de obtener una señal lo más limpia posible. IOUT D C 44F V f k OUT (1.6) Los condensadores escogidos para esta tarea son dos condensadores de 20 µf y 4 de 1µF, todos ellos en paralelo. Los condensadores de 20 µf son dos de polipropileno (PP) de EPCOS, referencia del fabricante B32926E3206M, capaces de soportar tensiones de hasta 500 V en corriente continua, por lo que no deberían tener ningún problema en soportar la tensión de salida del boost. Los condensadores de 1 µf son 4 condensadores cerámicos multicapa de AVX, referencia del fabricante 1825PC105KAT1A, capaces de soportar tensiones de hasta 250 V en corriente continua, estos condensadores no tienen patas y están colocados en la capa inferior de la placa debajo de los condensadores de 20 µf y de esta manera podemos ahorrar espacio. 44

46 Condensador de Entrada Como se puede apreciar en la Figura 23, en la entrada del convertidor hay colocados dos condensadores en paralelo de 22 uf cada uno, lo cual hace un total de 44 uf. Estos condensadores se colocan para evitar el posible ruido que puede aparecer en la tensión de entrada que genera la batería. Los condensadores seleccionados son de poliéster (PET) de ARCOTRONICS, referencia del fabricante R60DR J, pueden soportar una tensión de 63 V y la alimentación del convertidor es de 12 V, por lo tanto no deberían tener ningún problema a la hora de soportar la tensión MOSFET A la hora de escoger el MOSFET es importante tener muy claro los valores máximos de tensiones y corrientes que este tendrá que soportar, ya que es uno de los elementos más restrictivos del convertidor, para ello utilizamos la simulación en PSIM. El MOSFET también debe disponer de una velocidad de conmutación alta ya que la frecuencia de conmutación a la que trabaja nuestro convertidor es muy alta y tiene que darle tiempo al interruptor a encenderse y apagarse, es importante también que R ON sea lo más pequeña posible. Con el fin de obtener unos parámetros muy semejantes a los que obtenemos una vez se implementa el balastro en su totalidad, se ha realizado una simulación del boost con una carga resistiva en la salida, para emular los valores máximos de tensión y corriente que tendrán que soportar tanto MOSFET como diodo. El valor de esta carga resistiva es de 209 Ω, ya que: V V 250 P (1.7) OUT OUT Ri Ri P0 150 El circuito de simulación se muestra en la Figura 21: 45

47 Figura 21. Modelo PSIM del Convertidor Boost Los resultados obtenidos en el MOSFET son una I MAX =13.5 A y una V MAX =178 V, como aparece en las gráficas de la Figura 22. Como los valores reales pueden diferir un poco de la simulación hemos escogido un MOSFET capaz de soportar valores más altos. Figura 22. Gráficas de la corriente y la tensión en el MOSFET El MOSFET escogido es de INTERNATIONAL RECTIFIER, referencia del fabricante IRFP4768PBF, capaz de soportar una tensión V DS =300 V y una corriente I D =93 A, además tiene una R DS(ON) máxima de 17.5 mω. Características suficientes para cumplir con la función que se desea que realice. Aun que éste MOSFET parece un poco justo en tensión, se escoge debido a que éste dispositivo realiza unas transiciones de on a off y viceversa muy rápidas, con lo que las pérdidas de conmutación serán más bajas, y esto con una resistencia de on muy pequeña. 46

48 Diodo Al igual que con el MOSFET, utilizamos la simulación en PSIM de la Figura 21 para conseguir hacernos una idea de las tensiones y las corrientes máximas que nuestro diodo tiene que soportar, la Figura 23 muestra las tensiones máximas a bloquear por el diodo y la corriente máxima que circulará, durante el régimen estacionario, que son una V MAX =178 V y una I MAX =13.5 A. Figura 23. Gráficas de la corriente y la tensión en el diodo Finalmente, después de probar un primer diodo que cumplía con las características necesarias pero se sobrecalentaba en exceso y acababa fallando, escogimos un diodo de carburo de silicio de SEMISOUTH, referencia del fabricante SDP20S120D, capaz de soportar una tensión V rrm max. =1200 V y una corriente I D =20 A, la razón de nuestra elección es que esta clase de diodos son mucho más resistentes Etapa de Control Convertidor boost con control en modo deslizante Con el objetivo de simplificar el cálculo, en la salida del convertidor boost se considera una fuente de corriente I 0, ya que en la salida del convertidor disponemos del inversor resonante LCC. Por lo tanto, en el modo de conducción continuo (CCM) el convertidor boost (Fig. 24a) tiene dos cambios estructurales dentro de un período, es decir, en estado ON (Fig. 24b) y en estado OFF (Fig. 24c), y por lo tanto puede ser representado por medio de dos ecuaciones diferenciales lineales de vectores. x () t Ax() t B para u = 1 (estado ON) (2.1)

49 x () t A x() t B para u = 0 (estado OFF) (2.2) 2 2 Donde x(t) es el vector de estado correspondiente a las variables de estado de la etapa de potencia. 1 xt () i, v (2.3) L C Figura 24. a) convertidor boost. b) estado ON. c) estado OFF. Las matrices A ON, A OFF, B ON y B OFF son, respectivamente: A ON Vg 0 0 L 0 0 BON I0 C (2.4) A OFF (2.5) 0 1 C 1 L 0 B OFF Vg L I0 C Obtención de la descripción bilineal La forma bilineal responde a la fórmula: x () t Ax () t Bx () t u (2.6) Donde 48

50 1 0 L A AOFF 1 0 C ; L L B AON AOFF C C (2.7) Vg B L OFF I0 C ; Vg Vg L L 0 BON BOFF I 0 0 I0 C C (2.8) Por lo tanto: 1 Vg L il L il 0 x() t Ax () t Bx () t u L u 1 v C I 1 v 0 0 C 0 0 C C C 1 Vg u u1 Vg 0 L i L L 0 0 LiL L il 1 v L xt ( ) C I0 0 u v C 1 u v C I0 0 0 C C C C C (2.9) De aquí obtenemos: u Vg il 1 vc L L 1 u I0 vc il L C (2.10) Superficie de trabajo del convertidor La técnica de control aplicada al convertidor requiere el uso de una superficie de conmutación s(x) para inducir movimientos de deslizamiento en el convertidor forzando la corriente deslizante de entrada, para ello se realiza una lenta variación del señal k(t). sx ( ) i kt ( ) (2.11) L Donde k(t) viene dada por kt () gv g (2.12) Y donde g es la conductancia, que permite el control de la potencia de entrada en todo momento. Para determinar que la superficie de deslizamiento se cumple, se introducen las condiciones de invariancia de Utkin [24]: 49

51 sx ( ) 0 y ds( x) 0 (2.13) dt En nuestro caso tenemos que: ds( x) di L dk( t) (2.14) dt dt dt Como ds( x) dil dk( t) 0 (2.15) dt dt dt Por lo tanto, si substituimos la derivada de i L por su función bilineal conseguimos obtener el control equivalente u eq : dk() t V dk() t V g g Vg u 1 L V di g dk() t dt il VC u 1 dt L L Vg ueq. 1 1 L 1 u dt L L dt VC VC VC VC L L L (2.16) El control equivalente u eq (t), está limitado por tanto los valores máximos como mínimos de u(t). 0 u ( t) 1 (2.17) eq Vg Vg Por lo tanto, si u eq 1 vc v C 1 u los límites del dominio del deslizamiento del eq sistema, cuando: u 0 v V (2.18) eq C g eq. u eq 1 v (2.19) C Por lo tanto el dominio del deslizamiento queda de la siguiente forma: V g v (2.20) C Punto de equilibrio Con el fin de encontrar el punto de equilibrio que resulta de la dinámica de deslizamiento, suponemos una superficie del tipo s(x) = i L -K, de este modo encontraremos un punto de equilibrio X* de coordenadas constantes, independiente del tiempo. De la ecuación de la superficie podemos obtener: s( x) i K 0i K i K (2.21) L L L 50

52 Recordamos que en el punto de equilibrio las derivadas de v C y i L son 0, por tanto para encontrarlo utilizaremos la ecuación (2.10). Las coordenadas del punto de equilibrio X*=[i L * v c *] vienen dadas por (2.22) (2.23): * il K (2.22) Vg u dv u C I eq. I V I dt C C C C C C Vg V V C I0 g K Vg K V * g K 0 K 0 I0 I0 vc C C VC VC I0 (2.23) 0 0 C 0 0 vc il 0 K 0 K El punto de equilibrio es: V K * g X K, I 0 (2.24) Estabilidad del sistema A continuación, para investigar la estabilidad local del punto de equilibrio (2.24), hay que tener en cuenta que las dinámicas ideales en este punto se linealizan, y los polos del sistema pueden ser obtenidos de la comprobación de los valores propios de la matriz jacobiana. Como era de esperar a partir de la existencia de una superficie deslizante, el sistema de 2 o orden se reduce a una dinámica de primer orden, que corresponderá a un sistema estable. Sabiendo que u V Vg 1 u 1 V (2.25) g eq. eq. VC Podemos obtener: C Vg u 1 Vg V Vg Vg Vg C il VC VC 0 L L L L L L (2.26) De aquí sacamos di di L L dil 0 0 dv (2.27) C Por otra parte, sabiendo que 51

53 Vg V ueq 1 1ueq VC V g C (2.28) Obtenemos: 1 u I V 0 g K I0 vc K vc C C V C C C (2.29) Y de aquí encontramos dv di C L dv 2 CV K V K V K I0 2 v C v C V K Vg K C C I0 C g g g * 2 * dvc C C g (2.30) Ahora ya podemos obtener la matriz jacobiana: ei 0 0 ei L 2 L I 0 0 ev C evc Vg K C (2.31) Aj El polinomio característico se calcula mediante Aj I (2.32) El determinante de la matriz jacobina Aj es igual a 0. Esto es debido a que la suma del control en modo deslizante reduce un orden, el orden del sistema. Por lo tanto el sistema pasa de ser de segundo orden a un sistema de primer orden. El polinomio característico finalmente es (2.34): 0 I I 2 V K C C I 0 0 Vg K C g (2.33) 2 I0 s (2.34) Vg K C Diseño del Control A la hora de diseñar el control el primer paso es diseñar la superficie de conmutación que anteriormente hemos mencionado, para obtener el control deslizante. Recordemos que la superficie deslizante sigue la ecuación s(x)=i L -g V g, donde g es la conductancia, que permite el control de la potencia de entrada en todo momento. 52

54 Posteriormente, a partir de esta superficie se realiza el control por histéresis y se genera, mediante la báscula JK MC14027, la señal que finalmente enciende y apaga el MOSFET. Finalmente el control queda de la siguiente manera: Figura 25. Esquema circuital de la etapa de control del convertidor boost A continuación se explica elemento a elemento como se obtiene finalmente el esquema circuital que podemos ver en la Figura 25, en el que Vcc equivale a una alimentación de ±15 V Sensor de Corriente (Sensor de Efecto Hall) Para que el convertidor trabaje en la superficie de conmutación que hemos visto anteriormente en (2.11), es necesario realizar un sensado de la corriente del inductor y convertir el valor de esta corriente en el valor de una tensión para poder operar con él y la tensión de entrada, y de este modo poder usar esta señal en el control. Para ello utilizamos el Sensor de efecto hall. En la Figura 23 se puede ver como tenemos colocado el sensor de efecto hall entre el inductor y la entrada del convertidor, es importante colocar el sensor en este lado del inductor ya que si lo ponemos en el otro lado podría tener interferencias debido a la proximidad con el MOSFET y a la velocidad de conmutación de este. Aunque el sensor este colocado en la parte de potencia de nuestro circuito, su función está relacionada con el control y por eso decimos que pertenece a la etapa de control. 53

55 Figura 26. Sensor de efecto hall El sensor escogido es el LEM LA 55-P, según el datasheet este sensor si a través de él circulan 50 A tiene una salida de 50 ma, es decir, tiene una relación de conversión de 1:1000. Si tenemos una I L aproximada de 12.5 A y le damos dos vueltas al cable a través del sensor, el sensor percibirá 25 A y por tanto saldrán 25 ma, colocando una resistencia R sensor de 50 Ω, tal y como aparece en la Figura 26, a la salida del sensor de efecto hall obtenemos, como se comprueba en (3.1), una tensión de 1.25 V lo cual es equivalente a I L /10: I RV 25 ma V (3.1) Por lo tanto, podemos decir que ya disponemos de un sensor de corriente que nos proporciona I L /10 como muestran las Figuras 25 y Sensado de la Tensión de Entrada (V g ) El sensado de la tensión de entrada se realiza mediante un simple divisor de tensión, se pretende obtener en la salida del divisor una tensión equivalente a V g /10, ya que por otro lado, como se ve en el apartado anterior, hemos obtenido I L /10. Recordamos que V g =12 V, para realizar el divisor de tensión fijamos una de las resistencias con valor 1 kω y calculamos la otra haciendo el cálculo que corresponde al divisor de tensión: k 12 R 9k 1k R (3.2) El divisor de tensión obtenido es el que se ve en la Figura 27, gracias al cual obtenemos V g /10: 54

56 Figura 27. Divisor de tensión Conductancia (g) La conductancia (g), permite el control de la potencia de entrada en todo momento, es el elemento que nos permite ajustar el control deslizante para obtener la ganancia que deseamos y de esta forma incrementar o disminuir la potencia de salida. Por este motivo como se ve en la Figura 28 en su diseño se dispone de un potenciómetro de 10kΩ, de esta manera podemos regular el valor de la conductancia manualmente a nuestro gusto. Como ya se ha visto anteriormente la función del control deslizante es sx ( ) i gv, si queremos obtener s(x) = 0 como indica una de las condiciones de invariancia, podemos obtener el valor de g: il 12.5 il gv g 0 g V 12 (3.3) g L g Multiplicador AD633 Figura 28. Esquema circuital del diseño de la conductancia (g) El diagrama de conexiones del chip AD633 es el siguiente: 55

57 Figura 29. Diagrama de conexiones del multiplicador AD633 Se utiliza el chip AD633 para conseguir multiplicar la conductancia (g) con la tensión de entrada obtenida mediante el divisor de tensión colocado en la entrada del convertidor, es decir V g /10. Como se observa en la Figura 29 el chip AD633 uno de los factores de la multiplicación que en él se realiza es 1/10 V, por lo cual, la multiplicación que queremos obtener también estará dividida por diez. Esto es un inconveniente ya que en la entrada del chip ya tenemos la tensión de entrada dividida por diez y por tanto, en la salida del AD633 obtenemos g V g /100, por este motivo hemos colocado un operacional con ganancia 10 en la salida del AD633, como se observa en la Figura 30: Figura 30. Esquema circuital AD633 con multiplicador x10 en la salida Finalmente para llegar a la ecuación de la superficie deslizante (2.11), solo queda restar I L /10 menos g V g /10 para hacerlo únicamente hemos utilizado un amplificador operacional como restador: 56

58 Figura 31. Esquema circuital seguidor de tensión y restador Para realizar los seguidores de tensión, el multiplicador a la salida del AD633 y este último restador utilizamos los amplificadores operacionales integrados en el chip LM324, el diagrama de conexiones del cual es el siguiente: Comparador con Histéresis Figura 32. Diagrama de conexiones LM324 Realizamos el comparador con histéresis por medio de dos comparadores y una báscula, tal como se muestra en la Figura 33: 57

59 Figura 33. Esquema circuital comparador con histéresis Como se observa en la Figura 33 en ambos comparadores se compara el señal de la superficie de deslizamiento s(x) con un señal de referencia que nosotros mismos podemos ajustar a través de un potenciómetro. Esto se debe a que si no introducimos una histéresis en nuestro sistema, el convertidor estaría conmutando a frecuencia infinita idealmente. Para que esto no ocurra la señal s(x) se compara con un pequeño valor de continua positivo y con un pequeño valor de continua negativo, de manera que una vez que se ha superado el umbral superior el comparador correspondiente envía una señal a la báscula que hace apagar el MOSFET. Una vez apagado, cuando el valor s(x) desciende del umbral negativo marcado por la histéresis negativa (H - ) el comparador correspondiente envía una señal a la báscula para volver a encender el MOSFET. Esta operación se muestra en la Figura 34. Figura 34. Señal s(x) tras el control por histéresis Utilizamos la báscula JK MC14027 ya que se adecua perfectamente a la función que queremos que realice. Y para lo comparadores utilizamos los operacionales integrados en el chip LM

60 4.2. Inversor Resonante LCC Etapa de Potencia Figura 35. Diagrama de conexiones LM319 La etapa de potencia del inversor resonante LCC está comprendida por un puente en H de MOSFETS y el filtro resonante en el cual se encuentran el inductor, los condensadores C P y C S y la carga del circuito, en nuestro caso, la lámpara fluorescente de inducción electromagnética, tal y como se puede apreciar en la Figura 36. Figura 36. Etapa de potencia del inversor resonante LCC El inversor resonante se alimenta con la salida del convertidor boost, estudiado en el apartado anterior, por tanto el inversor resonante tiene una entrada en corriente continua y él mismo se encarga de transformar la entrada para obtener corriente alterna en la salida. También se puede obtener una ganancia en la tensión de salida que variará dependiendo del diseño del puente resonante. Además, la frecuencia del señal de salida es la misma que la frecuencia de conmutación de la red de MOSFETS.. En este caso el convertidor resonante funcionará en lazo abierto a 234 khz, sin ningún tipo de control, ya que solamente se necesita para obtener la corriente y tensión AC. 59

61 Puente Resonante: Inductor y Condensadores Para realizar el cálculo del inductor y los condensadores del puente resonante hemos seguido las ecuaciones definidas en [25].La función de transferencia del circuito resonante es VRi 1 M V rms A 1 A 1 0 QL 0 1 A (4.1) donde V Ri es el valor eficaz de la tensión de entrada del rectificador, V rms es el valor eficaz de la tensión en la entrada del circuito resonante. A C p (4.2) C s C C C C p p s C s (4.3) 1 0 (4.4) LsC Z 0 Ls (4.5) C Q L R Z i (4.6) 0 La magnitud de la función de transferencia se representará gráficamente en función de a diferentes valores de Q L para A = 1, 2.2, 3.2 y 4.4 en la Figura 37. f f 0 60

62 Figura 37. Ganancia de transferencia de voltaje en función de f/fo para diferentes valores de A [XX] En la siguiente tabla se recogen los valores del inductor y los condensadores C p y C s para diferentes valores de Q, para calcularlos se han utilizado las ecuaciones vistas anteriormente. Q R ω 0 Z 0 L(H) C(F) C s 0, , , ,50861E-10 1,00E-08 0, , , ,62715E-09 1,00E-08 0, ,36 298, , ,27801E-09 1,00E , , ,2543E-09 1,00E-08 1, ,36 174, , ,90516E-09 1,00E-08 1, ,36 139, ,4767E-05 4,88145E-09 1,00E-08 1, ,36 122, ,3618E-05 5,53232E-09 1,00E ,36 104,5 7,1076E-05 6,50861E-09 1,00E-08 C p 6,96E-10 1,94E-09 2,95E-09 4,82E-09 6,41E-09 9,54E-09 1,24E-08 1,86E-08 A 1,44E+01 5,15E+00 3,39E+00 2,07E+00 1,56E+00 1,05E+00 8,08E-01 5,36E-01 61

63 Para calcular R i utilizamos la siguiente fórmula, donde V OUT sigue siendo la tensión de pico de la señal sinusoidal: V V 250 P (4.7) OUT OUT Ri Ri P0 150 Y sacamos ω o con la fórmula: 0 2 f 2 234k (4.8) Finalmente, después de realizar simulaciones con PSIM con cada uno de los valores obtenidos en la tabla, nos decidimos por escoger los valores del inductor obtenidos para una Q=1. Por tanto tenemos un inductor (L) de µh un condensador serie (C s ) de 4.82 nf y un condensador paralelo (C p ) de 10 nf. Obtenemos el dimensionado del inductor con la ayuda del programa Magnetics Inductor Design Using Powder Cores. El núcleo escogido es el A2 y según el programa, debemos dar 17 vueltas alrededor del núcleo con un cable de 24 AWG (0.7 mm 2 ) de grosor. En el laboratorio disponemos de un hilo de cobre de 0.07 mm 2, por lo tanto debemos utilizar un total de 10 cables para llegar a conseguir el grosor deseado. Los condensadores que hemos escogido para el inversor resonante son de VISHAY BC COMPONENTS, de polipropileno (PP), hemos escogido estos condensadores especialmente porque eran los que aguantaban más tensión en corriente alterna a una frecuencia superior a 100 khz, concretamente 600 V ac. En el caso de los condensadores en paralelo con la lámpara, la tensión supera los 600 V ac durante el transitorio inicial pero es durante un espacio de tiempo muy breve y no tiene porqué afectar al condensador. En el caso de C p, hemos colocado dos condensadores en serie, de esta manera se distribuyen la tensión, los condensadores son de 22 y 4.7 nf, lo que hace un total de 3.8 nf. Para el condensador C s hemos escogido un condensador de 10 nf MOSFET El mosfet debe disponer de una velocidad de conmutación alta ya que la frecuencia de conmutación a la que queremos que trabajen los MOSFETS del inversor es de 234 khz y tiene que darle tiempo al interruptor a encenderse y apagarse, es importante también que R ON sea lo más pequeña posible. Para escoger el MOSFET, al igual que en el caso del interruptor del convertidor boost, se ha utilizado la simulación con PSIM para ver la corriente máxima (I MAX ) y la tensión máxima (V MAX ) que es necesario que el MOSFET pueda soportar. En el modelo en PSIM de la Figura 38 podemos ver que la simulación corresponde con el inversor resonante con carga resistiva calculada anteriormente en (3.2) y alimentado por una fuente de tensión equivalente a la tensión obtenida en la salida del convertidor boost. 62

64 Figura 38. Modelo PSIM del Inversor Resonante LCC con Carga Resistiva Con la simulación en PSIM obtenemos I MAX =3.9 A y V MAX =250 V. Como los valores reales pueden diferir un poco de la simulación hemos escogido un MOSFET capaz de soportar valores más altos. Figura 39. Señales de la tensión y la entrada de los MOSFETS de una banda del puente en H. En las señales de la tensión y la corriente de la Figura 39, se puede apreciar perfectamente cuando está conduciendo un MOSFET y cuando el otro, como es de esperar las señales de la tensión y la corriente en un MOSFET son inversas a las del otro ya que uno es de lado alto y el otro de lado bajo. El MOSFET escogido es de INTERNATIONAL RECTIFIER, referencia del fabricante IRFP4768PBF, capaz de soportar una tensión V DS =300 V y una corriente I D =93 A, además tiene una R DS(ON) máxima de 17.5 mω. Características más que suficientes para cumplir con la función que se desea que realice. 63

65 Etapa de Control El control del inversor resonante LCC, está compuesto en primer lugar por el generador de funciones, con el cual generamos un señal de onda cuadrada de 234 khz y 15 V de amplitud. Luego por un sistema de puertas NOR y condensadores, con el que obtenemos un señal inverso al generado por el generador de funciones, con este sistema además añadimos un retardo en ambas señales y de este modo nos aseguramos que las señales en ningún momento coinciden con un valor de 15 V, es decir, cuando una de las señales esta en flanco descendente la otra espera durante el tiempo del retardo antes de iniciar su flanco ascendente y así los interruptores no se activaran al mismo tiempo. Para variar el tiempo de retardo únicamente debemos cambiar los condensadores de 1 nf que se observan en la Figura 40. Por último estas dos señales pasan a través del driver IR2110 antes de que cada una de ellas controle uno de los MOSFETS de una de las bandas de la red del inversor resonante. Se puede ver todo el circuito en la Figura 40: Figura 40. Esquema circuital del control del inversor resonante LCC La señal generada por el generador de funciones va conectada en la entrada FREQ que se observa en la Figura 40. Para realizar el sistema de puertas NOR y condensadores que hemos mencionado antes y que también se aprecia en la Figura 40, utilizamos las puertas lógicas NOR integradas en el chip TC4001. Podemos ver el diagrama de conexiones del TC4001 en la Figura 41. Figura 41. Diagrama de conexiones TC

66 Siguiendo con el análisis de la Figura 40, las dos señales que salen del TC4001, con los nombres de H in y L in, se conectan en la entrada del IR2110. Este chip actúa como driver para MOSFET de potencia de alta velocidad, son de alto voltaje, con canales de salida independientes para lado alto y lado bajo, además los retardos de cada uno de estos canales se emparejan para simplificar el uso en aplicaciones de alta frecuencia. Y, como ya hemos dicho, las salidas del IR2110, H OUT y L OUT, son las señales de lado alto y lado bajo que usaremos como control de los dos MOSFETS de uno de los lados de la red del inversor resonante. 65

67 5. SIMULACIONES 66

68 5.1. Resultados de la Simulación en PSIM Para demostrar la viabilidad del balastro presentado se dan algunas simulaciones. Las simulaciones que se muestran están hechas con el programa PSIM, con el modelo de la Figura 42: Figura 42. Modelo en PSIM del balastro electrónico y la lámpara IEFL En la Figura 43 se muestra el transitorio de encendido de la IEFL. Es posible ver en la Figura 43 (a), que durante el transitorio inicial, el voltaje es mayor que mientras la lámpara opera en estado estacionario. Por otra parte en la Figura 43 (b), la corriente en el proceso de arranque es más baja, y aumenta lentamente. En cualquier momento (proceso de arranque, calentamiento y funcionamiento en estado estacionario) la potencia entregada a la lámpara es de 150 W. Esta potencia es fácil de cambiar, simplemente modificando la constante g, que aparece en la Figura 42. Este valor indica la cantidad de potencia que se está entregando a la lámpara, independientemente de su impedancia. 67

69 Figura 43. (a)tensión en el arranque (150W). (b)corriente en el arranque(150w). Figura 44. Tensión y corriente de la lámpara en en estado estacionario a 150 W. En la Figura 44 se muestra la tensión y la corriente de la IEFL, cuando se alcanza el estado estacionario, la tensión eficaz obtenida es, V lamp (rms) = V y el corriente eficaz, I lamp (rms) = A. Si calculamos la potencia entregada a la lámpara en este momento comprobamos que la potencia es de 155 W, aproximadamente los 150 W que deseamos. P V I W (5.1) lamp lamp lamp También podemos apreciar que la forma de onda de ambas señales es una sinusoidal prácticamente perfecta, con lo que podemos deducir que los componentes del inversor resonante están bien calculados. En la Figura 45, vemos las formas de onda de la tensión y la corriente en la salida del convertidor boost. La tensión en corriente continua de la salida del convertidor llega a alcanzar aproximadamente los 250 V durante el régimen estacionario, por lo que su valor 68

70 tal como se había calculado previamente. También se muestra en la figura la corriente en el inductor que como podemos apreciar es una onda triangular y su promedio es de 13.2 A. Esta corriente es un poco mayor que la calculada previamente, ya que para hacer el sistema más real, se han introducido pérdidas en el inductor, MOSFET y diodo. Figura 45. Tensión y corriente en la salida del convertidor boost y corriente en el inductor. 69

71 6. RESULTADOS EXPERIMENTALES 70

72 6.1. Introducción Por último, una vez realizadas las simulaciones, se obtienen los resultados experimentales que vamos a poder observar en las siguientes gráficas obtenidas mediante un osciloscopio. Entre estos resultados experimentales destacan el rendimiento del convertidor boost y del inversor resonante LCC, así como también el rendimiento del conjunto del balastro diseñado, veremos también el comportamiento del convertidor boost y el inversor resonante durante el arranque y durante el comportamiento en estado estacionario, las formas de onda obtenidas en la entrada y la salida de cada una de las etapas del balastro además de los valores que estas señales adquieren. Figura 45. Lámpara OSRAM ENDURA 150W funcionando con balastro electrónico (diseñado en el proyecto). En la Figura 45 podemos ver las placas electrónicas correspondientes al convertidor boost y el inversor resonante diseñados y la lámpara fluorescente de inducción electromagnética conectada y emitiendo luz a 150 W de potencia. 6.2.Entrada-Salida Convertidor Boost En primer lugar veremos las señales correspondientes a la tensión y la corriente en la entrada y la salida del convertidor Boost. 71

73 Figura 46. Entrada-Salida Convertidor Boost y valores medios En la Figura 46, además de ver las formas de onda de cada uno de las señales mencionadas, se aprecia en la parte inferior de la imagen el valor medio de cada uno de estos señales. Como se aprecia en la imagen, finalmente, la tensión de entrada es de 13.3 V y no de 12 V como era la intención inicial, esto se debe a que en un principio no habíamos tenido en cuenta el alto voltaje que se alcanza durante el transitorio de encendido y para poder alcanzar esta tensión y llegar al régimen estacionario de la lámpara tuvimos que aumentar la tensión de entrada, aunque una vez ya establecidos en el régimen estacionario podemos bajar la tensión de entrada de nuevo a 12 V sin ningún problema. La corriente en la entrada es la misma que la corriente en el inductor (I L ), que corresponde con el canal 2. También podemos ver como la tensión a la salida del convertidor es continua y alcanza un valor de 233 V, lo que significa una ganancia del convertidor de casi 20.La corriente de salida medida es de 699 ma, por tanto el rendimiento obtenido del convertidor elevador boost es: P0 VOUT IOUT % (6.1) P V I IN g g Como vemos, las potencias no son exactamente 150 W ya que en la práctica es más complicado conseguir ajustar la potencia a exactamente 150 W. Como podemos observar, en esta prueba hemos hecho trabajar la IEFL a una potencia un poco superior a su potencia nominal, con lo que observamos que es posible aumentar la potencia de salida, sin deteriorar el convertidor. Además obtenemos una eficiencia del 92%. 72

74 Figura 47. Entrada-Salida Convertidor Boost y frecuencia de I L La Figura 47, es igual que la anterior, pero en esta podemos ver el valor de la frecuencia de la corriente del inductor, en la parte inferior en rojo. La frecuencia tiene un valor de khz bastante por encima de 20 khz por lo que no tenemos una frecuencia audible. Por tanto podemos considerar que los resultados obtenidos en esta etapa de nuestro balastro son completamente satisfactorios, además de ver como se corresponden las formas de onda de los resultados experimentales con los de las simulaciones Señales de Entrada y Salida del Inversor Resonante LCC En este apartado veremos las señales de la tensión y el corriente en la entrada y la salida del inversor resonante LCC. 73

75 Figura 48. Entrada-Salida Inversor Resonante LCC y valores medios y RMS Es evidente que la entrada del inversor resonante se corresponde con la salida del convertidor boost y la salida del inversor se corresponde con la salida del balastro, es decir es la tensión y corriente que llegan a la lámpara, pero en nuestro caso la lámpara de inducción dispone de dos devanados uno a cada banda de la lámpara, colocados en paralelo, y para medir la corriente en la lámpara hemos colocado la sonda de corriente en uno de los devanados, ya que la realización de la medida en este punto era más sencilla, por tanto para obtener la potencia a la salida es necesario multiplicar la corriente por dos. En la Figura 48, vemos como la forma de onda tanto de la tensión de salida (CH3) como de la corriente de salida (CH4) del inversor son sinusoidales prácticamente perfectas, esto significa que la elección de los componentes principalmente del puente resonante ha sido la acertada. Si calculamos el valor de la amplitud del señal de tensión a partir del valor RMS, V V V vemos como la tensión a la salida del inversor M RMS resonante adquiere valores más elevados que en la entrada, por lo que el inversor también aporta su ganancia a la tensión que finalmente llega a la lámpara. El rendimiento obtenido por el inversor resonante es: P0 VOUT IOUT % (6.2) P V I IN IN IN Como vemos el rendimiento del inversor resonante LCC es sorprendentemente muy alto, por lo que nos podemos sentir muy satisfechos con la elaboración de esta etapa del balastro. 74

76 Figura 49. Entrada-Salida Inversor Resonante LCC y frecuencia de la tensión de salida La Figura 49 es similar a la anterior con la única diferencia de que en la parte inferior de la imagen podemos observar el valor de la frecuencia de la tensión de salida, que como vemos es de prácticamente los 234 khz a los que funciona nuestra lámpara de inducción magnética. Figura 50. Entrada-Salida Inversor Resonante LCC En esta última imagen podemos apreciar como entre la tensión de salida y el corriente de salida hay un pequeño desfase, esto es normal ya que la lámpara que es la carga de nuestro circuito tiene un componente inductivo que produce este pequeño desfase. 75

77 6.4.Señales de Entrada y Salida del Balastro Electrónico Vamos a ver las señales de tensión y corriente en la entrada y salida del balastro electrónico, estas señalas ya se han visto en apartados anteriores, pero en este caso se pretende calcular el rendimiento del conjunto del balastro. En la Figura 51 podemos ver los valores medios y valores RMS que utilizaremos para este cálculo. Figura 51. Entrada-Salida Balastro Electrónico, valores medios y RMS Como ya hemos explicado en el apartado anterior, la corriente de salida esta cogida de uno de los dos devanados en paralelo que contiene la lámpara y por este motivo multiplicamos el valor RMS obtenido por dos. El rendimiento del balastro electrónico, considerando tanto el convertidor boost como el inversor resonante LCC es el siguiente: P0 VOUT IOUT % (6.3) P V I IN IN IN Tenemos un rendimiento del 91.7% el cual es un valor muy alto y significa que hemos conseguido un balastro con muy pocas perdidas. 76

78 Figura 52. Entrada-Salida Balastro Electrónico y frecuencias Podemos ver en la Figura 52 como las frecuencias de la corriente del inductor de entrada y de la tensión de salida siguen siendo las mismas que hemos visto al analizar las etapas del balastro por separado, 234 khz en la salida ya que es la frecuencia a la que funciona la lámpara y khz en la corriente del inductor, frecuencia idónea para garantizar el funcionamiento del convertidor. Figura 53. Entrada-Salida Balastro Electrónico, valores medios y RMS En esta última figura podemos ver de nuevo el pequeño desfase entre la tensión y la corriente en la salida. 77

79 6.5. Arranque Una de las características más importantes del comportamiento de la lámpara de inducción electromagnética es el arranque, ya que las exigencias de la lámpara en cuanto a tensión y corriente son diferentes a las que requiere durante el régimen estacionario, como ya hemos podido ver en las simulaciones realizadas anteriormente mediante PSIM. Figura 54. Arranque de la IEFL Como podemos ver en la Figura 54 la demanda de tensión durante el arranque es mucho más alta que durante el régimen estacionario, llegando incluso a alcanzar un valor máximo de 980 V, mientras que durante el régimen estacionario no supera los 250 V. La demanda de corriente, sin embargo, realiza el cambio inverso, es inferior durante el arranque ya que de esta manera se mantiene la potencia absorbida por la lámpara. En la Figura 55, vemos de nuevo el arranque de la lámpara de inducción pero esta vez en un periodo más largo de tiempo para poder observar que una vez entramos en el régimen estacionario no se producen más cambios de ningún tipo. 78

80 Figura 55. Arranque de la IEFL 6.6.Warm-up Al decir Warm-up nos referimos al periodo entre el arranque y el régimen estacionario en el cual la lámpara adquiere la temperatura y las condiciones ideales hasta conseguir mantenerse en estado estacionario. Una característica importante que podemos observar viendo la Figura 56 es que durante el arranque se le exige una tensión de salida más elevada al convertidor boost, lo que significa que la durante el arranque el inversor resonante aporta una ganancia más alta que durante el régimen estacionario. Este hecho hace que el convertidor boost trabaje bastante al límite durante el calentamiento, para solucionar este hecho se podría intentar limitar la tensión generada por el boost para que de esta forma la tensión restante se generara en el inversor resonante y el convertidor boost pueda trabajar más holgado. 79

81 Figura 56. Warm-up IEFL En la Figura 56 podemos apreciar como, durante este periodo de Warm-up, la tensión de salida del boost a disminuido un poco, y sin embargo la tensión de salida aumenta, lo cual significa que aumenta la ganancia del inversor resonante. Por otro lado, para compensar el aumento de la tensión de salida, se aprecia también una pequeña disminución en la corriente de salida de esta forma la potencia continúa prácticamente inalterada. Como es normal la tensión de entrada no varía en ningún momento ya que se corresponde con los 12 V que genera la batería para alimentar nuestro balastro Señales de Entrada y Salida del Balastro a Menor Potencia Figura 57. Señales correspondientes a la lámpara IEFL actuando a una potencia inferior a 150 W. 80

82 Después de comprobar que el balastro electrónico consigue encender la lámpara IEFL alimentándola a 150 W, probamos a ver como se comporta si disminuimos la potencia entregada a la lámpara mediante la variación de la conductancia (g). Las señales que se entregan a la lámpara son las que se observa en la Figura 57. Vemos como la tensión de salida del convertidor boost (CH4) ha bajado considerablemente y ahora es de 104 V, algo completamente normal ya que hemos disminuido la potencia tanto en la entrada como en la salida. En la tensión y la corriente que llegan a la lámpara (canales 1 y 2 respectivamente) se puede apreciar que ha habido un aumento de la tensión, Vrms = 294 V, y una disminución considerable de la corriente, Irms = 138 ma. Recordamos que esta corriente eficaz corresponde únicamente a uno de los devanados exteriores de la lámpara y que para obtener la corriente eficaz total debemos multiplicar por dos el valor que obtenido mediante el osciloscopio. Por tanto la potencia suministrada a la lámpara es la siguiente: P V I W (6.4) OUT OUT OUT Como vemos en (6.4) la potencia suministrada a la lámpara por el balastro electrónico es de 80 W bastante por debajo de la potencia nominal de 150 W, aún así la lámpara continua emitiendo luz aunque una menor cantidad. Por lo tanto hemos podido demostrar que con nuestro balastro podemos regular de una forma sencilla el consumo y la cantidad de luz que desprenden las lámparas de inducción. También hemos demostrado que el comportamiento de la lámpara corresponde con la gráfica mostrada en la Figura 10, cuanta menos potencia consume la lámpara, mayor es el valor de la tensión y por lo tanto la corriente debe disminuir considerablemente. 81

83 7. PLANOS 82

84 7.1.Convertidor Boost 83

85 7.2. Inversor Resonante LCC 84