Fuentes de alimentación. Lineales y conmutadas

Transcripción

1 Fuentes de alimentación Lineales y conmutadas

2 Diagrama en bloques Fuente de alimentación lineal Fuente no regulada ni estabilizada Fuente regulada y estabilizada TRANSFORMADOR RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR CARGA FICHA DE ALIMENTACIÓN FUSIBLE INDICADOR DE ENCENDIDO INDICADOR DE NIEL DE TENSION DE SALIDA

3 Fuente de tensión básica Convertidor de corriente alterna en continua: Una fuente de alimentación simple consiste en transformador, un rectificador y un filtro, conectado a la red de distribución eléctrica domiciliaria. El siguiente esquema ilustra el circuito típico: Explicar las ventajas y desventajas entre ambos!

4 Funcionamiento del rectificador i i

5 Tensiones en el rectificador y la carga Caída de tensión en los diodos Tensión sobre la carga Tensión sobre el secundario del transformador Intervalo de no conducción de los diodos

6 El filtrado se logra con el agregado de un capacitor Con éste circuito se obtiene una tensión media de 7,5 en la carga a partir de una tensión nominal de línea de Hz, con una tensión en el bobinado secundario del transformador de 10 pico

7 Tensiones y corrientes en el rectificador, filtro y carga Corriente en D1 Tensión de salida Tensión en transformador 22A Tensión media sobre la carga = 7,5 7,5A 8 7 Corriente media en la carga = 1,5A Tensión en D1-8,5 0,75

8 Tensión de salida con 240 de entrada y carga al 1% 9,8

9 Tensión de salida con 220 de entrada y carga al 50% 7,9

10 Tensión de salida con 200 de entrada y carga al 100% 6,3

11 Factor de Rizado: Luego de comprender el funcionamiento del circuito, definimos: Factor de rizado (en adelante ripple): F = El cálculo del factor de ripple se realiza en forma aproximada asumiendo: Resistencia interna del transformador muy baja Tiempo de carga del capacitor despreciable Resistencia de carga constante El capacitor se descarga linealmente sobre la resistencia de carga durante un semiperiodo del ciclo de la tensión de entrada La forma de onda del ripple se puede aproximar a una triangular r ca cd

12 SALIDA cd rpp T / 2 0 t

13 T / 2 rpp La tensión de salida media es La tensión eficaz de ripple es El factor de ripple resulta F r cd ca = aplicando se obtiene v C = 1 T C / 2 0 idt 1 T rpp = = C R 2 2 para la descarga de C frc rpp 1 = = = frc 4 frc = ca cd 2 rpp = 3 = frc 1 ( 4 frc 1) Lo que permite estimar el valor de C como C 1 1 = fr 3F r

14 Ejemplo Se midió en una fuente real los siguientes valores: Tensión de salida del transformador = 18 Tensión media sobre la carga = 22 Tensión eficaz de ripple = 0,7 C = 100 µf R = 800 Ω Resultando un factor de ripple medido de: F r = ca cd = 0,7 22 = 0,032 Con los datos se utiliza la fórmula aproximada resultando: F r = 3 1 ( 4 frc 1) = 0,038

15 El regulador serie elemental El regulador serie es un amplificador de potencia con salida clase A y realimentación serie paralelo 1/f R + R ( ) SAL REF + R 10 BE2 r O R SAL ro 1+ af af

16 Regulación El regulador logrará mantener la tensión de salida con una variación acotada en función de la variación de la corriente en la carga SAL R SAL I SAL SAL Δ SAL t I SAL ΔI SAL t

17 El regulador serie diferencial Modificando el circuito de entrada se obtiene mejor rechazo de modo común R + R SAL REF R 10

18 El regulador serie diferencial con fuentes de corriente R + R = SAL REF R 10

19 El regulador serie diferencial con fuentes de corriente darlington de salida R + R = SAL REF R 10

20 El regulador serie diferencial con fuentes de corriente darlington de salida y REF variable R + R = SAL REF R 10 R1 + R2 R

21 El regulador serie diferencial con fuentes de corriente darlington de salida y REF variable, más protección por limitación de corriente BE 4 I MAX = + R3 I POL1 I SAL SAL

22 Limitador de corriente IC SAL + R S I C SAL SAL I SAL I MAX I = MAX R BE S

23 Limitador de corriente por foldback IC SAL + R S I C SAL SAL I SAL I CC I MAX

24 A partir de: BE = notar que R1 varía con SAL RS R1 Para la corriente I CM debe ser RS > R1 de manera que: = BE RS = 0, R1 7 Resolviendo la maya se tiene: BE = R S I C Desarrollando: ( + R I ) I SAL C = S C R ( R + R ) R R + S 1 BE R R R En caso de cortocircuito SAL = 0 y resulta: I CC R R = BE RS 2 Al liberar el cortocircuito se normaliza todo 1 SAL

25 Regulador de tensión integrado TDB0723

26 Regulador de tensión integrado 723 Característcas principales Reúne todas las partes vitales de un regulador de tensión Permite diseñar fuentes de tensión desde 2 a 37 Se puede programar el limitador de corriente Tensión de entrada máxima de 40 Corriente máxima de salida de 150 ma

27 Diagrama en bloques del regulador 723

28 Conexionado para tensión de salida REF

29 Conexionado para tensión de salida REF

30 Conexionado para tensión de salida de 2 a 37

31 Características eléctricas del 723

32 Fuente de alimentación con regulador conmutado Diagrama en bloques Fuente no regulada ni estabilizada Fuente regulada y estabilizada TRANSFORMADOR RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR CARGA FICHA DE ALIMENTACIÓN FUSIBLE INDICADOR DE ENCENDIDO INDICADOR DE NIEL DE TENSION DE SALIDA

33 Eficiencia El regulador lineal es de baja eficiencia pues toda la corriente de la carga lo atraviesa pero con una gran caída de tensión, por lo que se desperdicia mucha energía que se transforma en calor El regulador conmutado construído con elementos reactivos como capacitores, inductores y llaves conmutadoras de dos estados no genera pérdida de energía por disipación de calor

34 Eficiencia en regulador lineal CIRCUITO DE CONTROL η η = P P C E = S E. I. I S S = S E η max S E Ƞ disminuye con la caída de tensión entre entrada y salida

35 Eficiencia en regulador conmutado η = CIRCUITO DE CONTROL P P C E =1 Ƞ = 100 % por no contener elementos disipativos

36 Ejemplos de reguladores conmutados en la placa madre de una PC

37 Sector fuentes de alimentación auxiliares de la placa madre de una PC

38 Fuente de alimentación principal de una PC de 400W

39 Fuentes de alimentación conmutada de baja potencia

40 Principio de funcionamiento del regulador conmutado I L = I INICIAL + L L t

41 Determinación de la tensión de salida S Asumimos que C es lo suficientemente grande como para mantener la tensión de salida constante durante Δt 1 y Δt 2 ( S = estable se logrará por realimentación) Llave 1 cerrada llave 2 abierta ( ) E S Δt1 IMAX = IMIN + L IL IL MAX Llave 2 cerrada llave 1 abierta IS IL MIN Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 t SΔt 2 IMIN = IMAX L

42 Combinando ambas expresiones se obtiene: S Δt 2 = ( E S ) Δt1 S ( Δt1 + Δt 2 ) EΔt1 = S = E Δt1 Δt + Δt 1 2 Llamando D al ciclo de trabajo de las llaves 1 y 2 se obtiene: S = E D D puede ajustarse entre 0 y 1 por lo que la tensión de salida siempre será menor a la de entrada

43 Considerando: I O = I MAX + 2 I MIN D = Δt Δt + Δt 1 t 1 ON = = 2 T t ON f Se llega a: L = 1 2f ( 1- D) S ( I I ) MAX O Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.

44 Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor CIRCUITO DE CONTROL

45 Circuito de control Como funciona el PWM (modulador por ancho de pulso)? CIRCUITO DE DISPARO AMPLIFICADOR DE ERROR COMPARADOR OSCILADOR REFERENCIA DE TENSIÓN

46 Formas de onda de control NOTA: La forma de onda en azul es una muestra de la tensión de salida. Tener en cuenta que la tensión de salida varía mucho mas lentamente que un periodo del oscilador. Aquí se ha representado así para mostrar como se produce la modulación por ancho de pulso, a partir de la comparación de la señal del oscilador con la señal error resultante de la mezcla entre la muestra de la tensión de salida y la tensión de referencia.

47 Realización práctica con circuito integrado LM2576

48 Estabilidad

49 Limitaciones y problemas impuestos por los componentes 1. Siempre será E S + SAT como ocurre en los reguladores lineales 2. Exigencia en el encendido del transistor debido a la demora en el apagado del diodo, por lo que deben usarse diodos de bajo tiempo de recuperación 3. Si se daña el transistor suele quedar en cortocircuito, con lo que S=E destruyendo la carga En consecuencia debe implementarse un efectivo sistema de protección contra sobretensión El más común y sencillo es el CROWBAR con fusible y tiristor, refinándolo para evitar que el tiristor se dispare por sobre picos a la salida o la entrada que si pueden ser tolerados por la carga.

50 Componentes adicionales 1. Cuando el transistor se apaga y hasta que se enciende el diodo hay una sobretensión en el inductor que puede destruir el propio transistor y/o el diodo. Esta sobretensión puede amortiguarse con una simple red RC en paralelo con el diodo, llamada SNUB. Otros circuitos más elaborados para el recorte de las sobretensiones incluyen diodos de recuperación rápida, diodos zener y redes RC.

51 Componentes adicionales SNUB sobre el inductor SNUB sobre la llave

52 Componentes adicionales

53 Componentes adicionales 2. Cambios abruptos en las condiciones de carga o en la fuente de tensión de entrada pueden crear también sobre picos de tensión destructivos para el transistor y/o el diodo. Se pueden suprimir estos transitorios con diodos zener, con dispositivos supresores de transitorios (dos diodos zener de gran corriente y tensión enfrentados en serie), con varistores (resistores dependientes de la tensión), etc. aristor Supresor de transitorio

54 Componentes adicionales 3. Los reguladores conmutados generan interferencias electromagnéticas (EMI), tanto emisiones de RF desde de los componentes (transistor, diodo, circuito impreso, etc.) como a través de los cables de conexión de entrada y salida, invadiendo el espectro radio eléctrico. Por lo que debe blindarse (encerrarse con una jaula metálica) el conjunto de componentes que produce EMI y también filtrarse las señales de RF que salen del regulador (por los cables) mediante filtros de RF. Filtro de línea de alimentación Fuente de alimentación blindada

55 Esquema eléctrico de una fuente conmutada para reproductor de DD

56 Regulador FLYBACK Se utiliza el modo flyback para obtener una tensión de salida mayor a la tensión de entrada > S E

57 Operación FLYBACK en modo contínuo IL IL MAX IL MIN Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 t S T Tensión en nodo de conmutación E 0 t

58 Cálculo de la tensión de salida La corriente en la inductancia, a tensión aplicada constante, varía como: L L I L = t + I L INICIAL Con la llave 1 cerrada (llave 2 abierta) el inductor se carga de energía en t CARGA : I = I + L MAXIMO L MINIMO L E t CARGA Con la llave 2 cerrada (llave 1 abierta) el inductor descarga su energía en t DESCARGA : I L MINIMO = I L MAXIMO + E L S t DESCARGA Operando se llega a: E L t CARGA = S L E t DESCARGA E t CARGA = ( S E ) t DESCARGA

59 S E 0 Tensión en nodo de conmutación ( S E ) t DESCARGA E t CARGA t Notar que el área bajo la curva durante el tiempo de carga es igual al área durante el tiempo de descarga t CARGA t DESCARGA La ecuación anterior se expresa también como: S E 1 + = CARGA tdescarga t De donde resulta evidente que siempre es: S > E

60 Notar que es: T = t CARGA + t DESCARGA Tomando el desarrollo anterior: S E 1 + = CARGA tdescarga Y definiendo ciclo se servicio D como: t Resulta: D = S t CARGA T E = 1 D

61 Considerando: I LPROMEDIO = I LMAX + 2 I LMIN D = Δt Δt + Δt 1 t 1 CARGA = = 2 T t CARGA f Se llega a: L = 1 2f ( 1- D)( S - E ) ( I I ) LMAX LPROMEDIO Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.

62 Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor CIRCUITO DE CONTROL S = 1+ CARGA ( E SAT ) D t t DESCARGA

63 Realización práctica con circuito integrado LM2577

64 Operación FLYBACK en modo discontínuo IL IL MAX S Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 T Tensión en nodo de conmutación Δt 1 Δt 2 T > t CARGA + t DESCARGA t E 0 t En el modo discontínuo el inductor se descarga completamente en cada ciclo

65 Regulador conmutado aislado Permite tensiones de salida menores o mayores que la de entrada Se pueden obtener varias tensiones de salida simultáneas y con diferente polaridades

66 Funcionamiento El primario se carga durante el tiempo de encendido del transistor Luego la tensión del inductor se invierte y se auto ajusta a: N = = ( + ) 1 PRI SEC N2 SALIDA DIODO Cuando se carga el primario, el secundario está inactivo debido a la polaridad de conexión del diodo Cuando el secundario está activo el primario queda inactivo debido a que primario y secundario están en contrafase SEC

67 Cálculo de la relación de espiras IL I1 PRIMARIO IL I2 SECUNDARIO 0 Δt 1 Δt 2 t 0 Δt 1 Δt 2 t T T I = L t + E SAT S D I = t + I L1 L L2 I 1 t + E SAT S D = CARGA 0 = tdescarga + I 2 L1 L2 Δt 1 = t CARGA Δt 2 = t DESCARGA I 2 = S + L 2 D t DESCARGA

68 Cálculo de la relación de espiras Relación de espiras/inductancias bobinadas en un mismo núcleo: Por conservación de la energía: N = N L L 1 2 L I = Combinando ambas expresiones se obtiene: N 1 = N 2 Operando y combinando con las expresiones de la corrientes se obtiene: I I L 2 I 2 2 N 2 = N 1 E S + D SAT t DESCARGA t CARGA

69 En el modo continuo es: S + D 1 D N2 = N1 D E SAT con D = t CARGA t + t CARGA DESCARGA NOTAR QUE: Con L pequeña se logra menor tamaño del transformador pero a costa de mayores corrientes, esto puede ser destructivo para los semiconductores. Como el núcleo opera en una sola dirección de flujo magnético puede alcanzar la saturación rapidamente perdiendo valor de L y aumentando las corrientes, ocurriendo la destrucción de los semiconductores Esto último puede mejorarse utilizando un núcleo con un corte total o parcial.

70 Formas de onda en primario y secundario Tensión en nodo de conmutación (N 1 /N 2 ) S + E E 0 t Tensión en nodo de unión de L 2 y el diodo S 0 t = área -(N 2 /N 1 ) E

71 Modo PUSH PULL Explicar como funciona!

72 Formas de onda de control en modo push-pull

73 Detalles asociados con el funcionamiento El transformador no se utiliza para almacenar energía sino solo para elevar o reducir la tensión de entrada Notar que los diodos D1 y D2 además de rectificar actúan como llave de enclavamiento para la descarga del inductor Requiere 2 transistores de conmutación que conducen en forma alternada Se obtiene en flujo magnético alterno en el núcleo, logrando mayor eficiencia del mismo al trabajar lejos de la saturación pudiendo utilizar tamaños menores que el modo FLYBACK Con el modo alterno se puede obtener el doble de potencia que el equivalente FLYBACK operando a la misma frecuencia Puede obtenerse potencias de cientos de watts IMPORTANTE: cada transistor debe soportar el doble de la tensión de alimentación cuando está apagado.

74 Formas de onda en primario y secundario Tensión en nodo de conmutación en primario 2 E E 0 t T Tensión en el ánodo del diodo del secundario (N 2 /N 1 ) E 0 t

75 Limitaciones Muy difícil lograr total simetría en el flujo magnético alternado llevando a crearse un remanente de flujo continuo que provoca exceso de corriente en alguno de los transistores pudiendo llevarlos a la destrucción CAUSA DE LA ASIMETRÍA: Diferente tensión de saturación en cada transistor Diferentes mitades del bobinado primario y secundario

76 Modo MEDIO PUENTE ½ E Explicar como funciona!

77 Detalles asociados con el funcionamiento El balanceo del núcleo se logra con dos capacitores La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior

78 Modo PUENTE Bloquea la corriente continua Explicar como funciona!

79 Detalles asociados con el funcionamiento en modo puente El balanceo del núcleo se logra con un capacitor La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior Se obtiene más eficiencia que en el medio puente porque el primario recibe toda la tensión de entrada y se puede obtener el doble de potencia (que en el medio puente) Analizar una fuente de PC (A partir de su esquema eléctrico unas páginas más adelante)

80 Disparo de los transistores Se puede utiizar un transformador de pulsos o un desplazador de nivel para excitar al transistor superior del medio puente o del puente. Como ejemplo de circuito de excitación por desplazamiento de nivel se cita el IR2181 del fabricante International Rectifier. En la hoja siguiente puede verse su diagrama interno y una aplicación típica Luego, en el esquema de la fuente para PC, se podrá ver un ejemplo de excitación con transformador de pulsos

81 Esquema interno del IR2181 Circuito típico de aplicación Capacitor Bootstrap

82 Esquema eléctrico de una fuente para PC SIMPLIFICADO

83 Esquema eléctrico de una fuente para PC