IMPLEMENTACIÓN DE UN RECTIFICADOR CONTROLADO CON FINES DIDÁCTICOS. Federico Gastón Rosales, Guillermo Luciano Magaldi

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1 IMPLEMENTACIÓN DE UN RECTIFICADOR CONTROLADO CON FINES DIDÁCTICOS Federico Gastón Rosales, Guillermo Luciano Magaldi Asesor: Ing. Federico Martin Serra Laboratorio de Control Automático. Facultad de Ingeniería y Ciencias Económico- Sociales. Universidad Nacional de San Luis. RP N 55, ex RN N 148 Ext. Norte (5730). Villa Mercedes. San Luis. Argentina. frosales@fices.unsl.edu.ar Resumen: Se presenta la implementación de un Rectificador Trifásico Controlado para ser utilizado como prototipo de laboratorio en la enseñanza de la electrónica de potencia. Se muestran resultados de simulación y resultados experimentales que validan el comportamiento del convertidor. Ésta implementación fue presentada como parte del trabajo final de carrera. Palabras claves: Rectificador Trifásico Controlado, Convertidores CA-CC, Electrónica de Potencia, Enseñanza. 1. INTRODUCCIÓN. La Electrónica de Potencia (EP) es una materia específica de las carreras de ingeniería eléctrica y electrónica, que trata sobre la conmutación, conversión, control y procesamiento de la energía eléctrica a través del uso de dispositivos semiconductores de potencia (Storm, 1969). La enseñanza de la EP se ve mejorada con las prácticas de laboratorio, es por esto que se impulsa el desarrollo y la implementación de equipamiento para estas prácticas, por parte de las universidades, debido al alto costo de equipos comerciales (Garcia et al, 1996; Susin et al, 1999). Debido a esto último, en el Laboratorio de Control Automático (LCA), de la Facultad de Ingeniería y Ciencias Económico-Sociales de la Universidad Nacional de San Luis, se propuso diseñar y construir un rectificador trifásico controlado (convertidor CA- CC) destinado a estas prácticas de laboratorio, con la finalidad de monitorear y medir las diferentes señales presentes durante el funcionamiento del convertidor. Estos convertidores son circuitos electrónicos de potencia sencillos y de bajo costo, utilizados en aplicaciones industriales como control de motores de CC, cargadores de baterías, y transmisión de potencia en CC de alta tensión. Esta implementación forma parte de una serie de convertidores de potencia, presentados como trabajo final de carrera, de la FICES. Este trabajo está organizado de la siguiente manera: en la sección 2 se describe el convertidor CA-CC, en la sección 3 se presentan los resultados de simulación, en la sección 4 los resultados experimentales y en la sección 5 se exponen las conclusiones y trabajos futuros. 2. DESCRIPCIÓN DEL CONVERTIDOR CA-CC. Los convertidores CA-CC permiten obtener a la salida una tensión de CC a partir de una tensión de CA aplicada a la entrada. Estos se basan, fundamentalmente, en el encendido y apagado de dispositivos semiconductores de potencia, que

2 generalmente pueden ser diodos y/o tiristores (Silicon Controled Rectifier, SCR). Para obtener una tensión de salida regulada, se utilizan SCR en lugar de diodos para construir el convertidor. El principio de funcionamiento se basa en disparar estos dispositivos con un cierto ángulo de retraso respecto al punto de conmutación natural o paso por cero de la tensión de entrada (Rashid, 2004). En la figura 1 se presenta una fotografía del convertidor implementado donde se observan las diferentes partes que lo componen. Transformadores de sincronismo Placa de potencia pudiendo de esta forma regular el valor medio y eficaz de la tensión en la carga y con esto la potencia entregada a la misma (Mohan et al., 1995). La topología básica de un rectificador controlado se muestra en la figura 3, donde se observa que la alimentación trifásica alterna se conecta al punto medio de las piernas formadas por los SCR. A ~ B C ~ ~ S 1 S 3 S 5 S 4 S 6 S 2 Carga resistiva Placa de control Fuente lineal Fig. 1. Fotografía del rectificador. En la figura 2 se muestra un diagrama en bloques del sistema, donde se observa que el mismo está compuesto por un puente rectificador trifásico con SCR, un circuito de control encargado de generar los pulsos de disparo y un lazo de sensado de la tensión de CC con fines de visualización. Etapa de control Etapa de aislacion Etapa de potencia TCA 785 Visualizador Aislación Fig. 2. Diagrama en bloques del sistema. Carga Lazo de sensado y visualización de la tensión de salida El convertidor implementado está constituido por las siguientes etapas principales: Etapa de potencia. Etapa de aislación. Etapa de control. Seguidamente se detallan cada una de ellas Etapa de potencia. Mediante el retraso del ángulo de disparo de los SCR, se consigue controlar el tiempo en que la tensión de la fuente esta aplicada en la carga Fig. 3. Topología básica del convertidor CA-CC. Una de las ventajas de esta configuración, es que la frecuencia del ripple de tensión en la salida es seis veces la frecuencia de alimentación y, por lo tanto, los requisitos de filtrado son menores que los rectificadores de media onda (Rashid, 2004). El valor medio de la tensión de salida está dado por la ecuación (1), donde V m representa la tensión pico de fase y α el ángulo de retraso. V cd = 3 3V (1) m cos α π Del análisis de esta ecuación se comprueba que V cd depende directamente del ángulo de retraso en el disparo de los SCR. En la figura 4 se muestra una fotografía con la etapa de potencia implementada, donde se observan las distintas partes que la componen. Tensión de salida Tensiones de entrada MOC 3020 Red Snubber Pulsos de disparo SCR y disipadores Fig. 4. Fotografía de la etapa de potencia implementada. Rg Rin

3 Los SCR utilizados en la implementación del convertidor CA-CC son de la empresa Philips, de la serie BT151 para 800V y 12A. Protecciones. Las protecciones implementadas sobre los SCR fueron, un snubber de apagado, formado por un circuito RC colocado directamente sobre los terminales del dispositivo, y además, una resistencia colocada entre la compuerta y el cátodo con el objetivo de limitar la corriente que se puede establecer si se produce una variación brusca de tensión entre los terminales de ánodo y cátodo que pudiera generar una condición de disparo, estas protecciones se observan en la figura 5. del SCR, circula entre los terminales del ánodo y de la compuerta del dispositivo a través de una resistencia limitadora R g, que protege tanto al dispositivo como al propio optoacoplador. De la misma manera, R in, cumple el rol de proteger al led del MOC Etapa de control. En esta etapa se realiza la generación de los pulsos de disparo para los SCR según la tensión de salida de CC requerida por el usuario. En la figura 7 se muestra un diagrama en bloques del esquema de control utilizado, para lograr los ángulos de retraso en el disparo de los SCR. Este esquema de control se explica brevemente a continuación. Rgk Cs Voltaje de CA Tensión de Sincronismo Generador de rampa + - Comparador Generador de pulsos A la etapa de aislacion A ~ Rs Fig. 5. Snubber de apagado y resistencia de compuerta Etapa de aislación. La etapa de aislación tiene por finalidad aislar las señales provenientes del control y que serán utilizadas por la etapa de potencia, para el encendido de los SCR. De esta manera se consigue separar galvánicamente una etapa de baja potencia (control) de una etapa de alta potencia (SCR) (Compean et al., 2000). La aislación galvánica fue implementada con un circuito formado por una red de optoacopladores MOC3020, con resistencias limitadoras de corriente tanto en la entrada de los optoacopladores, como a la salida de estos. El circuito implementado se observa en la figura 6. Pulsos de disparo Rin MOC 3020 Rg BT 151 Vcontrol Fig. 7. Diagrama en bloques esquema de control. A partir de la tensión de CA de entrada se genera una rampa, sincronizada con los cruces por cero de la señal de entrada. Luego se compara esta señal rampa con una señal de referencia, y, en los momentos donde la señal rampa supera la señal de referencia, se genera el pulso de disparo correspondiente (Mohan et al., 1995). Para este esquema de control se utilizó un circuito integrado (CI) de control de fase (TCA785) desarrollado por Siemens, el cual permite realizar un control del ángulo de disparo de los dispositivos semiconductores de potencia. En la figura 8 se observa la placa de control implementada, y en la parte inferior derecha de la misma, un circuito chopeador realizado con un CI LM555 como oscilador astable, el cual permite obtener a la salida de los TCA785 un tren de pulsos, en lugar de un solo pulso de disparo para los SCR, con la finalidad de disminuir las perdidas en el dispositivo. Fig. 6. Circuito de aislación. Como se puede observar en el circuito de la figura 6 la corriente de compuerta necesaria para el disparo

4 Vcc=15V TCA 785 Entrada sincronismos TP Disparos Regulación de rampas TP sincronismos Vref. externa Disparos Fig. 8. Placa de control implementada. Oscilador astable TP Vref. Vref. interna Para obtener las señales de sincronismo correctas se implementó una configuración formada por tres transformadores monofásicos en conexión Dy11 (Sobrevila, 2000), esto se hizo para poder obtener el desfasaje necesario entre las tensiones de línea que polarizan a los tiristores y las tensiones de fase que se utilizan para el sincronismo en el control, dado que entre ambas tensiones existe naturalmente un desfasaje de 30. Sensado y visualización de la tensión de salida. Como se observa en la figura 2, el sistema consta de un lazo de sensado en la tensión de salida, el cual también proporciona la medida de la magnitud de esta tensión a través de un visualizador. El sensado se realizó a través de un divisor resistivo y un amplificador aislado de precisión ISO 124, con el que se logra la correspondiente aislación galvánica, en la figura 9 se observa el circuito de sensado de la tensión de salida. 3. RESULTADOS DE SIMULACIÓN. Con el propósito de evaluar el comportamiento del convertidor CA-CC se procedió a simular el sistema implementado con SIMULINK de MATLAB, esto también se realizó con propósitos de comparación con los resultados experimentales. La tensión de línea utilizada en la simulación es un sistema trifásico con valor eficaz de 120V, donde se tuvo en consideración la inductancia propia de la fuente de alimentación luego utilizada en la práctica. Inicialmente se utilizó como carga una resistencia de 65Ω. En la figura 10 se muestra la tensión de salida del convertidor para un ángulo de disparo de 0, y en la figura 11 la corriente de salida para el mismo ángulo. Fig. 10. Tensión de salida para un ángulo de 0. Carga Divisor resistivo R fija Fig. 11. Corriente de salida para un ángulo de 0. R var. GND 2 Amplificador aislado V in GND 1 Fig. 9. Circuito de sensado. Para efectuar la visualización de la magnitud de la tensión de salida, se implementó un circuito conversor analógico digital (A/D) formado por dos CI, el CA3162E y el CA3161E, y a su vez, a la salida de estos se dispone de un conjunto de tres displays de siete segmentos.

5 En la figura 12, se observa la corriente de una de las fases que alimentan al convertidor Fig. 12. Corriente de fase. La figura 13 muestra la tensión de salida del convertidor para un ángulo de disparo de 60. Fig. 15. Tensión de salida para un ángulo de 0 (rojo) y tensión de alimentación (azul). Con propósito de analizar el comportamiento del convertidor ante cargas inductivas, se procedió a conectar una carga RL. Esta carga está formada por una resistencia de 65Ω y una inductancia de 300 mh. La tensión de salida del convertidor se muestra en la figura 16 y en la figura 17 la corriente de salida, ambas para un ángulo de disparo de 0. Fig. 13. Tensión de salida para un ángulo de 60. En la figura 14 se aprecia la tensión medida entre los terminales de ánodo y cátodo de dos SCR que forman una misma pierna, ambas tomadas con el ángulo de disparo establecido en 30. Fig. 16. Tensión de salida para carga inductiva y un ángulo de 0. Fig. 14. Tensión ánodo-cátodo SCR, para ángulo de 30. En la figura 15 se muestra conjuntamente la tensión de salida para un ángulo de disparo de 0 y la tensión de alimentación de una de las fases. Fig. 17. Corriente de salida para carga inductiva y un ángulo de 0.

6 En la figura 18 se muestra la corriente de una de las fases que alimentan al convertidor. Se observa que el efecto de la carga inductiva es el de aplanar los picos de la señal que se ven en la figura 12. Fig. 18. Corriente de fase. 4. RESULTADOS EXPERIMENTALES. A continuación se presentan los resultados experimentales del convertidor implementado. Para obtener estos resultados se utilizó un osciloscopio digital Tektronix THS710, perteneciente al LCA. Se procedió a conectar un sistema trifásico de tensiones de línea con valores eficaces de 120V, otorgado por un autotransformador variable, con las características que se muestran en la tabla 1. Tabla 1. Características del autotransformador Características Tensión de entrada Tensión de salida Corriente Nominal Potencia Valor 3 x 380[V] 3 x (0-440) [V] 12[A] 9 [kva] Inicialmente como en el caso de la simulación se conectó como carga del sistema un banco de resistencias de valor 65Ω-800W. En la figura 19 se observa la tensión de salida para un ángulo de disparo de 0 y en la figura 20 la corriente de salida del convertidor. Fig. 20. Corriente de salida para un ángulo de 0. La figura 21 muestra la corriente de la misma fase de alimentación del convertidor mostrada en la simulación. Fig. 21. Corriente de fase. En la figura 22 se observa la tensión de salida para un ángulo de disparo de 60 Fig. 22. Tensión de salida para un ángulo de 60. La figura 23 muestra la tensión entre los terminales ánodo y cátodo para los mismos SCR que se midieron en la simulación. Fig. 19. Tensión de salida para un ángulo de 0.

7 Fig. 23. Tensión ánodo-cátodo SCR, para ángulo de 30. Se obtuvo la tensión de salida para un ángulo de disparo de 0 y una de las tensiones de alimentación, esto se muestra en la figura 24. Fig. 25. Tensión de salida para un ángulo de 0. Fig. 26. Corriente de salida para un ángulo de 0. Fig. 24. Tensión de salida para un ángulo de 0 (rojo) y tensión de alimentación (azul). Observando la grafica de la figura 24 se aprecia el efecto que produce en la tensión de salida, la inductancia del autotransformador variable usado como alimentación, resultado que es comparable con la grafica de la figura 15, obtenida mediante simulación, donde se tuvieron en cuenta las características de este autotransformador. Como se pudo comprobar, tanto la corriente de fase en la entrada, como así también la tensión y corriente a la salida del convertidor son similares a las obtenidas por simulación ante una carga resistiva pura. Al conectar una carga RL, con similares características a la utilizada en la simulación, se obtuvieron, para un ángulo de disparo de 0, las curvas de las figuras 25, 26 y 27. Fig. 27. Corriente de fase. En la figura 26 y en la figura 27 se observa el efecto de la carga inductiva, tanto sobre la corriente a la salida del convertidor, como sobre la corriente de una de las fases que alimentan al mismo. 5. CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS En este trabajo se implementó un rectificador trifásico controlado, para ser utilizado con fines didácticos en la enseñanza de la electrónica de potencia. Los resultados de simulación y experimentales obtenidos permiten validar el correcto funcionamiento del convertidor para diferentes ángulos de disparo y tipos de cargas. De esta manera es posible estudiar la influencia de estas cargas en el funcionamiento del convertidor.

8 El sistema implementado permite realizar mediciones prácticas tanto en la etapa de control como en la etapa de potencia, lo cual resulta útil desde el punto de vista didáctico. Como trabajo futuro se pretende sustituir la etapa de potencia existente por una de mayor potencia y también se propone realizar un control a lazo cerrado de la tensión de CC. 6. AGRADECIMIENTOS Este trabajo fue realizado íntegramente con el apoyo del LCA de la Facultad de Ingeniería y Ciencias Económico Sociales de la Universidad Nacional de San Luis. 7. BIBLIOGRAFÍA Compeán J. V. H., R. C. A. Lara, J. G. Moctezuma (2000). Diseño didáctico de un rectificador controlado trifásico. Facultad de Ciencias (UASLP), San Luis Potosí, México. García G. O., R. Leidhold, G. R. Bossio, C. H. De Angelo, D. G. Forchetti (1996). Laboratorio Modular para la Enseñanza de Electrónica de Potencia y Control de Máquinas Eléctricas. 1º Congreso Argentino de Enseñanza de Ingeniería, CAEDI 1996, Vol.2, pp Río Cuarto, Córdoba, Argentina. Mohan N., T. M. Undeland, W. P. Robbins (1995). Power Electronics: Converters, Applications and Design. John Wiley & Sons Inc., 2nd edition. New York. Rashid M. (2004). Electrónica de Potencia: Circuitos, Teoría y Aplicaciones. Prentice Hall, 2da edición, México. Sobrevila M. A. (2000). Maquinas Eléctricas. Librería y Editorial Alsina. Argentina. Storm (1969). Power Electronics, IEEE Spectrum, USA. Susin R. M., J. C. M. Lima, V. M. Canalli, Soares dos Reis F. (1999). Laboratório de Ensino da Eletronica de Potencia Uma Experiencia Construída Para e Pelos Estudantes. 5 Congresso Brasileiro de Eletronica de Potencia, COBEP 99. Brasil.