UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DE YUCATÁN

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1 UNIVERSIDAD AUTÓNOMA DE YUCATÁN FACULTAD DE INGENIERÍA UNIDAD DE POSGRADO E INVESTIGACIÓN DISEÑO DE UN CONTROLADOR DE CORRIENTE DEL LADO DEL INVERSOR PARA UN CONVERTIDOR FOTOVOLTAICO DC-AC TESIS PRESENTADA POR: I. F. DAVID FRANCISCO BALAM TAMAYO EN OPCIÓN AL GRADO DE: MAESTRO EN INGENIERÍA OPCIÓN ENERGÍAS RENOVABLES MÉRIDA, YUCATÁN, MÉXICO 2015

2 Aunque este trabajo hubiere servido para el Examen de Grado y hubiera sido aprobado por el sínodo, sólo el autor es responsable de las doctrinas emitidas en él.

3 Agradecimientos Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (CONACYT), por el apoyo económico proporcionado desde el inicio de los estudios de Maestría hasta la obtención del grado académico. II

4 Resumen En este documento se presenta el proyecto de investigación que consiste en el diseño de un controlador de corriente para un inversor fotovoltaico interconectado a la red eléctrica. El inversor comprende un filtro LCL para eliminar los armónicos de alta frecuencia procedentes de la conmutación de los interruptores de potencia. Dicho controlador depende de la medición de la corriente del inductor que se encuentra del lado del inversor, y del cálculo y estimación de una corriente de referencia apropiada. El principal objetivo de esta investigación consiste en realizar un controlador que compense de manera apropiada los armónicos de baja frecuencia que afectan al inversor fotovoltaico. Estos armónicos son introducidos por una señal de voltaje distorsionada procedente de la red, asi como los armónicos propios de la conmutación del dispositivo. III

5 Abstract This document presents the design and construction of an LCL photovoltaic inverter. This proyect was made to obtain the Engineering Master s degree (in the option of Renewable Energies). The main goal of this proyect is the design of a non-linear inverter-side current controller to be used on a photovoltaic inverter grid connected through an LCL filter. The main objective of this controller is the correct compensation of the harmonics affecting the PV inverter, which are introduced by a distorted grid voltage signal. For this, the proposed controller is designed based on the system model using measurement of the current on inverter side, and the computation of an appropriate reference current. IV

6 Índice general Agradecimientos Resumen Abstract II III IV Introducción 13 Objetivo general Objetivos específicos Relevancia Contribución Metodología Marco teórico Descripción general del sistema Convertidores electrónicos de potencia Inversores fotovoltaicos Inversor monofásico de puente completo IGBT Filtros Filtro LCL Controladores para inversores con filtros LCL Esquema de control Obtención del modelo de la planta Controlador de corriente del lado del inversor Consideraciones de diseño Objetivo de control V

7 Obtención del controlador de corriente Corriente de referencia Modelado de la señal de voltaje Estimación de la componente fundamental Corriente de referencia del lado del inversor Simulación Construcción del software de simulación Parámetros utilizados Implementación del banco de pruebas Etapa de control Configuración y uso de la tarjeta dspace R Tarjeta de control y acoplamiento (tarjeta de disparo) Descripción general Acoplamiento de las señales de control Acoplamiento de las señales de error Tarjeta de sensado Sensores de corriente Sensores de voltaje Calibración de sensores Etapa de potencia Inversor Implementación del filtro LCL Fuente de voltaje AC distorsionada Interconexión del sistema Interconexión a red Implementación del software de control Programación de la tarjeta dspace R en simulink R Adquisición de datos sensados Emisión de PWM controlados Construcción del controlador Controlador de corriente P+R y compensación de armónicos Corriente de referencia Parámetros utilizados Control Desk VI

8 5. Resultados Resultados de la simulación Señal distorsionada Extracción de la componente fundamental y de cuadratura Generación de la corriente de referencia i 1, su seguimiento, y la inyección de corriente i 0 a la red Resultados experimentales Señal distorsionada Inyección de corriente con control proporcional Inyección de corriente con control P+R Inyección de corriente con control P+R y con el HCM activado Prueba ante cambio de potencia Inyección de potencia reactiva Conclusiones 98 Referencias Anexo VII

9 Índice de tablas 1.1. Estados permitidos en el inversor monofásico de puente completo Parámetros utilizados en la construcción de la señal de voltaje distorsionada Valors de los componentes utilizados en el filtro LCL Componentes armónicos de la señal de voltaje distorsionada Componentes armónicos de la señal de corriente i 0 bajo el control P+R sin compensación de armónicos Componentes armónicos de la corriente i 0 con compensación de los armónicos 3 al VIII

10 Índice de figuras 1. Esquema de control propuesto Inversor monofásico de puente completo Filtro LCL Diagrama de bloques que representa el filtro LCL Funciones de trasferencia G 2 (rojo) y H 2 (azul). Se observa la reducción del pico de resonancia a la frecuencia ω res Controlador P+R consistente en la suma de una retroalimentación proporcional, y un banco de filtros resonantes que permite la compensación de armónicos de baja frecuencia Estimador de la componente fundamental v S,1. El bloque llamado HCM representa el mecanismo de compensación de armónicos Estimador de la componente fundamental v S,1. El bloque llamado HCM representa el mecanismo de compensación de armónicos Diagrama a bloques de la simulación del controlador de corriente actuando sobre la planta del filtro LCL Esquema interno de la planta del inversor LCL Control de corriente: (esquina superior izquierda) el controlador de corriente del lado del inversor utilizado en la simulación numérica; (esquina inferior derecha) generador de la corriente de referencia i Generación de la corriente de referencia Bloque FQSG: Banco de estimadores de componentes de voltaje, y sus respectivas señales en cuadratura Estimador de la componente fundamental de la señal de voltaje v S, Construcción de los términos ˆϕ s y ṽ s utilizados en la construcción de la corriente de referencia IX

11 3.1. Diagrama de interconexión de las diferentes secciones del sistema Tarjeta de desarrollo dspace DS1104RTI Diagrama de conectores del tablero de interfaz dspace R para la tarjeta DS1104RTI. Los conectores resaltados en verde fueron los canales utilizados en la implementación del controlador Conector paralelo CP18. Los pines resaltados marcados con color rojo corresponden a los PWM que fueron utilizados para este trabajo Tablero de interfaz dspace R para la tarjeta DS1104RTI Resultados de la prueba ADC-DAC Medición de las señales PWM generadas a través de la dspace R Fotografía de la tarjeta de disparo y acoplamiento Esquema de acoplamiento de las señales de control Conexiones en la compuerta NAND Tarjeta para el sensor de corriente Diagrama esquemático del acoplamiento del sensor de corriente Diagrama esquemático del acoplamiento del sensor de voltaje Fotografía de la tarjeta de sensado Circuito impulsor SKHI22A Módulo Power Teaching System de SEMIKRON Filtro LCL implementado y barra de conexiones Ubicación de los sensores de corriente en el filtro LCL Esquema del arreglo para generar una fuente de voltaje distorsionada Diagrama de interconexiones del sistema completo Imagen del montaje experimental utilizado para la puesta a prueba del controlador. En la segunda imagen se muestra un acercamiento a las conexiones de la tarjeta de disparo y la tarjeta de sensado (arriba) Bloque ADC de la tarjeta dspace R en Simulink R, (abajo) opciones de configuración Generación de los PWM con proteciones y el desplazamiento offsetïncluido Bloque del controlador de corriente Contenido del bloque del controlador de corriente, que incluye al controlador P+R, el generador de la corriente de referencia y el mecanismo de compensación de armónicos Bloque de Simulink R que genera la corriente de referencia i X

12 4.6. Interfaz del entorno Control Desk de dspace R. Se muestran los parámetros variables del sistema, y la visualización de algunas variables medidas Interfaz del entorno Control Desk llamado Model Root para la asignación de variables a elementos gráficos Voltaje de la red con distorsión armónica (azul), y (verde) estimado de la componente fundamental de la señal de voltaje v S, Obtención de la componente fundamental y la componente en cuadratura de la señal de voltaje distorsionado Respuesta del seguimiento de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas Respuesta transitoria al añadir la componente resonante del controlador P+R. (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas Respuesta transitoria al añadir el compensador de armónicos (HCM) de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas Estado estable al añadir el compensador de armónicos (HCM) y funcionando con el controlador P+R. Las referencias de corriente están representadas en color verde y las corrientes en color azul Respuesta transitoria ante un incremento de potencia de 1 kw a 2 kw de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas Respuesta transitoria ante un decremento de potencia de 2 kw a 1 kw de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas Comparación entre (verde) la componente fundamental de voltaje de la red (escalada al 20 %) y (azul) la corriente inyectada i Respuesta transitoria durante la inyección de potencia reactiva de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas Señal procedente de la fuente de voltaje distorsionado proveniente de la red eléctrica Transformada rápida de Fourier de la fuente de voltaje distorsionado proveniente de la red eléctrica XI

13 5.13.Inyección de corriente a la red utilizando unicamente la parte proporcional del controlador. Respuesta de (azul) la señal de corriente inyectada medida, y (azul) la señal de voltaje de la red Inyección de corriente utilizando el controlador P+R. Respuesta de (azul) la señal de corriente inyectada medida, y (azul) la señal de voltaje de la red FFT de la corriente inyectada utilizando el controlador P+R. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red Señal de corriente luego de compensar el tercer armónico. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red FFT de la señal de corriente luego de compensar el tercer armónico. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red Señal de corriente luego de compensar todos los armónicos del 3 al 11. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red FFT de la señal de corriente luego de compensar los armónicos del 3 al 11. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red Respuesta transitoria de la corriente del lado de la red cuando se realiza un incremento de potencia de 220 W a 270 W Respuesta transitoria de la corriente del lado de la red cuando se realiza un incremento de potencia de 220 W a 270 W Inyección de potencia reactiva. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red Diagrama esquemático de la tarjeta de disparo XII

14 Introducción Durante las últimas décadas, los sistemas de generación y transformación de energía eléctrica obtenida de fuentes renovables han sido objeto de mejoras continuas. Por ejemplo, en el campo de la energía solar, la tecnología ha seguido avanzando considerablemente. El objetivo general de las investigaciones realizadas en esta area buscan lograr un funcionamiento óptimo en cuanto a eficiencia, calidad y economía. Lo anterior repercute directamente en la competitividad de la energía obtenida de fuentes renovables frente a la generada por medio de la quema de combustibles fósiles. La tendencia actual en el uso de sistemas a base de energías renovables es operarlos como sistemas de producción descentralizados e interconectados con la red eléctrica. Esto puede representar una solución para balancear el continuo incremento en las necesidades energéticas, y así, generar una participación activa de las energías renovables en el sustento de la potencia y estabilidad de la red eléctrica. Para lograr lo anterior, estos sistemas requieren de ciertos dispositivos llamados inversores (VSI por sus siglas en inglés) que realizan la conversión y el acoplamiento de la energía producida con las características presentes en la energía de la red. En particular, para los sistemas fotovoltaicos, la energía producida debe ser transformada de corriente directa (DC por sus siglas en inglés) a corriente alterna (AC). Estos transformadores de energía son fundamentales para obtener energía eléctrica utilizable y con características estandarizadas. Así mismo, estos dispositivos permiten que los sistemas de generación de energía descentralizados participen activamente como un soporte de la red eléctrica. Sin embargo, para ello es muy importante realizar un diseño adecuado que tome en consideración las múltiples variables y problemáticas de estos sistemas. 13

15 La eficiencia energética del convertidor también juega un papel importante en el desempeño general del sistema completo. Notar que, al ser un elemento transitivo, cualquier pérdida de energía durante el proceso de conversión reduciría la eficiencia total del sistema completo. En este documento se presenta una investigación que plantea algunas mejoras en el control de los inversores interconectados a la red a través de un filtro LCL. El objetivo es mejorar el proceso de conversión de energía proveniente de celdas fotovoltaicas, a fin de mejorar la calidad, factibilidad y costo de los equipos involucrados. Diseñar un controlador basado en la medición de la corriente del lado del inversor, construyendo una corriente de referencia apropiada que garantice la inyección de una corriente sinusoidal pura a la red, y realizar la implementación física de un prototipo para probar experimentalmente los esquemas de control propuestos. Objetivos específicos Conocer el estado del arte de las técnicas más efectivas de control de inversores interconectados a red. Diseñar una referencia de corriente apropiada basada en el modelo del sistema. Diseñar el controlador de corriente utilizando técnicas avanzadas de control. Construir un prototipo de inversor fotovoltaico con la instrumentación adecuada que permita poner a prueba los algoritmos propuestos. Implementar el controlador de corriente en el prototipo de pruebas para evaluar el funcionamiento de los esquemas de control propuestos. Evaluar el desempeño del controlador de corriente a la tensión nominal. Metas Diseño del controlador propuesto. 14

16 Simulación del controlador en tiempo continuo y discreto. Realización del diseño del prototipo. Construcción de un prototipo de inversor fotovoltaico. Evaluación del desempeño del controlador. Inyección de corriente reactiva. Relevancia La relevancia de este proyecto de investigación reside en la mejora de una tecnología cuyo funcionamiento es crucial en la transformación de energía obtenida de una fuente renovable. Por lo tanto, la producción de energía se vuelve más sustentable debido a las conocidas desventajas del uso de combustibles fósiles. Contribución En este proyecto se propone un controlador que permite una reducción significativa de las perturbaciones armónicas generadas por un inversor. El controlador propuesto utiliza la corriente del lado del inversor como una retroalimentación variable. La principal ventaja de utilizar la corriente del lado del inversor consiste en la reducción del número de sensores de corriente necesarios. A esto se suma la simplicidad del controlador. Finalmente, se puede garantizar la estabilidad del sistema. La diferencia entre este controlador y otros controladores reportados con anterioridad (y descritos más adelante), consiste en el propio diseño de la corriente de referencia que se utilizará. La generación de esta corriente de referencia involucra el uso de un extractor de la componente fundamental de la señal de voltaje. Académicamente, y para la mejora del conocimiento, no existe solución alguna reportada en la literatura que utilice este enfoque. Una aportación adicional que se pretende generar con esta investigación es el diseño de un prototipo para probar y evaluar el funcionamiento del controlador propuesto. 15

17 Metodología A continuación se menciona la metodología empleada para la realización de este proyecto. Como primer paso, se construyó una referencia de corriente adecuada utilizando diversas herramientas matemáticas, y con base en el análisis el sistema. El diseño apropiado de la corriente de referencia es crucial en el funcionamiento del controlador, ya que es necesario alimentar al controlador propuesto con una referencia correcta para ajustar la corriente que se desea controlar. Dicho de otra forma, esta corriente de referencia debe de poder suministrar al controlador un modelo al cual apegarse. Este es un concepto de diseño de control novedoso debido a que la técnica propuesta no ha sido aplicada para esta problemática. Como segundo paso, se analizó cual era el método de control más apropiado para esta aplicación. Se realizaron simulaciones computacionales para los esquemas propuestos y los convencionales. Figura 1: Esquema de control propuesto. El esquema de control se plantea en la figura 1. En esta figura se muestra el diagrama de bloques en el que se visualiza un controlador que realiza un seguimiento de la corriente de referencia i 1. Esta corriente es calculada en otro bloque que utiliza la información obtenida del voltaje de la red. Se utiliza un estractor de la componente fundamental del voltaje de la red. Cabe mencionar que esta señal es interpretada como una perturbación entrante al sistema. De este mismo extractor se pueden obtener tanto la frecuencia como la fase, asi como otras combinaciones derivadas de ella. En el diagrama, se muestra también la planta del sistema en 16

18 la cual las variables de estado se derivan de la composición del mismo filtro LCL. La variable que se considera conocida es la corriente del lado del inversor. A la salida del sistema se obtiene una corriente I o, la cual es el objetivo indirecto de control, y que corresponde a la corriente que se está inyectando a la red eléctrica. En esta etapa de simulación se utilizó el software de análisis matricial Matlab R, y en particular la herramienta Simulink R. Con esta herramienta se puede simular computacionalmente el funcionamiento de los controladores antes de proceder con la etapa de implementación real. Para la implementación real, se construyó un banco de pruebas que consiste en un inversor conectado a la red eléctrica, y cuyo controlador puede ser modificado libremente. Para construir dicho prototipo, se utilizaron diversos componentes eléctricos y electrónicos disponibles en los laboratorios de la FIUADY. 17

19 Capítulo 1 Marco teórico 1.1. Descripción general del sistema Como se mencionó anteriormente, la energía eléctrica fotovoltaica requiere un dispositivo electrónico llamado inversor (VSI por sus siglas en inglés), el cual realiza la conversión de DC a AC. La conversión de la señal de corriente directa a corriente alterna es realizada a través de la inversión alterna de la señal DC utilizando un arreglo de dispositivos de potencia (puente H). Este arreglo está compuesto por transistores electrónicos de potencia comunmente IGBT (Insulated-gate bipolar transistor). Los IGBT conmutan para producir una señal de onda cuadrada con base en una modulación por ancho de pulsos (PWM). Esto es, se generan los pulsos necesarios controlando la duración y el instante en que estos se generan. El VSI cambia la polaridad de la señal DC de manera cíclica. De esta manera se emite dentro de la señal modulada la frecuencia fundamental necesaria para generar una corriente sinusoidal que se pueda sincronizar con la red eléctrica (Rashid, 2001). Esta señal modulada de tensión alterna tiene un alto contenido de armónicos inadecuados e indeseados para muchas aplicaciones, como es el caso de los electrodomésticos (Kerekes, 2009). A continuación, esta señal debe ser filtrada para cancelar los armonicos de alta frecuencia provenientes de la conmutación. De esta manera se recupera la componente fundamental de la onda sinusoidal. La señal de voltaje obtenida del inversor se conecta a la red eléctrica a través de un filtro LCL. Este ultimo es un arreglo compuesto por dos inductores y un capacitor. Este filtro sirve 18

20 también como punto de interconexión a la red eléctrica, es decir, por sus componentes circula la corriente generada por los paneles fotovoltaicos hacia la red eléctrica. En caso de que la inyección de potencia este restringida a unicamente potencia activa, esta corriente debe de estar sincronizada con la red, esto es, debe tener la misma frecuencia y fase que tenga la señal de voltaje de la red. La calidad de dicha señal de corriente es de extrema importancia para garantizar una inyección de corriente adecuada que cumpla con las normas vigentes, y permita eficientar todo el proceso de conexión con la red eléctrica (Kerekes, 2009). Anteriormente la distorsión generada por el proceso de conmutación que aparece a la salida del inversor, era atenuada por medio de un filtro compuesto por un simple inductor. Esta configuración es efectiva para rechazar armónicos de altas frecuencias. Sin embargo, si se quería reducir el ancho de banda del filtro, entonces era necesario utilizar un inductor más grande para poder rechazar una mayor cantidad de armónicos. Esto, claramente, repercutía en el costo total del equipo. Recientemente se desarrolló una nueva y mejor topología para el filtro que consiste en el uso de un filtro LCL. Este filtro ha demostrado un mejor desempeño para la atenuación de armónicos. Por ejemplo, con este filtro se reduce la misma cantidad de distorsión armónica utilizando inductancias más pequeñas (Escobar et al. 2009). El filtro LCL utiliza menos material para realizar la misma función que el filtro L convencional. Por lo tanto, el filtro LCL resulta más apropiado y económico para solucionar el problema de la distorsión armónica. A pesar de sus claras ventajas el uso de esta topología presenta algunos problemas que complican su uso. Por ejemplo, la estabilidad del sistema se compromete debido a que este filtro es más vulnerable a la intrusión de ruido procedente de la red eléctrica hacia el inversor (Twining et al. 2009). Debido a la naturaleza misma del sistema, se introduce un pico de resonancia cuya frecuencia bien pudiera afectar a algunos de los componentes armónicos de las perturbaciones, lo cual representa un riesgo en su uso. Para solucionar este problema es necesario involucrar mejores técnicas de control para el inversor. A pesar de esta desventaja, resulta ser una solución mucho más barata ya unicamente involucra la modificación de software de programacion en el dispositivo de control as utilizar. Esto es lo que da motivo al diseño de controladores de corriente mas sofisticados que per- 19

21 mitan inyectar la corriente apropiada a la red electrica, amortiguar la resonancia del sistema y realizar la compensación de la distorsión armónica. De esta manera se puede garantizar el desempeño adecuado de un sistema fotovoltaico conectado a la red eléctrica a través de un inversor con un filtro LCL Convertidores electrónicos de potencia Los convertidores electrónicos de potencia representan uno de los sectores de mercado que han tenido un mayor crecimiento en la industria electrónica durante los últimos años. Entre las principales áreas de aplicación de estos convertidores se encuentran la creación de equipos que mejoren la calidad de la energía, equipos de protección, conversión de energía, sistemas de almacenamiento de energía, fuentes de poder, electrónica automotriz, y tecnología para energía solar, entre otras. Los sistemas convertidores de potencia pueden ser clasificados de acuerdo al tipo de señal que reciben como entrada y la señal de salida. Esto es, convertidores DC-DC (convertidor de corriente directa a corriente directa con distinto voltaje), AC-AC (convertidor de corriente alterna a corriente alterna con distintas características), AC-DC (convertidor rectificador de onda), y DC-AC (convertidor inversor). Como se ha mencionado anteriormente, en el campo de la energía solar la conversión de energía es crucial. Los paneles fotovoltaicos normalmente entregan potencia en forma de tension y corriente directas, esta potencia es luego inyectada a la red electrica en forma de tension y corriente alterna. De aqui que un sistema fotovoltaico normalmente involucra un convertidor DC-AC (convertidor inversor). Los convertidores DC-AC pueden ser clasificados en dos tipos, a saber, inversores de fuente de voltaje (VSI, que significa en inglés voltage source inverter), e inversores de fuente de corriente (CSI, que significa en inglés current source inverter). Los VSI son aquellos en las cuales se controla la forma de onda de voltaje a la salida del convertidor, mientras que los CSI controlan la forma de onda de la corriente (Neacsu, 2006). La conversión de DC-AC es realizada a través de dispositivos interruptores semiconductores especiales para aplicaciones de potencia que permiten su activación o desactivación 20

22 controlada. Estos dispositivos se colocan en arreglos dependiendo de la topología del convertidor, como es el caso del arreglo llamado puente H o puente completo monofásico. Por medio del puente H se genera una señal alterna cuadrada que se puede controlar modulando el momento de conexión o desconexión de los interruptores y la duración de cada estado. La salida consiste en una señal modulada por ancho de pulso, que incluye principalmente una señal sinusoidal a la frecuencia fundamental (Rashid, 2001). El circuito de control puede implementarse con microprocesadores, por ejemplo los Procesadores Digitales de Señal (DSPs), o con circuitos apoyados por un ordenador, como los Circuitos Integrados para Aplicaciones Específicas (ASIC), o las Matrices de Compuerta de Campo Programable (FPGA). La red eléctrica con que se interconecta el sistema, puede ser monofásica o trifásica. La fuente de energía del sistema puede ser proporcionada por generadores eléctricos tipo isla ya sea de combustible, eólico, hidráulico, baterías, celdas de combustible o paneles solares. La energía procesada por el convertidor puede ser entregada en forma de CA (monofásica o trifásica). Esta energía puede entonces ser utilizada para alimentar cargas como motores, hornos, iluminación, computadoras, aparatos electrónicos, y demás (con sus respectivos adaptadores en el caso de tratrse de cargas CD) Inversores fotovoltaicos Para el caso de las instalaciones fotovoltaicos interconectadas a la red eléctrica, es necesario un inversor que convierta la energía de los PV s en corriente alterna. Los inversores fotovoltaicos cuentan con funciones especiales para su mejor desempeño al utilizarse con arreglos fotovoltaicos. Entre esas funiones se encuentran el seguimiento del punto de máxima potencia (de la curva I-V del arreglo de paneles), la compensación de armónicos, la sincronización con las características de la red eléctrica, inyección de potencia activa y reactiva, detección del modo isla, entre otros. El inversor es el responsable de la regulación de la corriente entregada a la red. Los interruptores utilizados para realizar la conmutación dentro del inversor pueden ser de tipo Bipolar Juntion Transistor (BJT), Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors (MOSFET), Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBT), o MOS Controlled Thyristors (MCT) (Timothy et al. 2002). El tipo de interruptor más común es el IGBT, el cual tiene muy buenas características para esta aplicación en particular. En este trabajo serán utilizados transistores 21

23 IGBT para el banco de pruebas Inversor monofásico de puente completo En este trabajo de tesis se utiliza una topología conocida como Inversor monofásico de puente completo. La figura 1.1 muestra la topología de un inversor de puente completo conectado a la fuente de corriente directa. La fuente de corriente directa posee un capacitor también conocido como DC-link. De acuerdo a la figura 1.1, los interruptores u 1 y ū 1 o u 2 y ū 2 no pueden ser encendidos simultáneamente ya que se produciría un corto circuito en el DC-link. Figura 1.1: Inversor monofásico de puente completo. Existen 5 estados permitidos para este sistema, cuyas opciones de combinación y sus resultados se muestran en la tabla 1.1. Tabla 1.1: Estados permitidos en el inversor monofásico de puente completo. u 1 ū 1 u 2 ū 2 e v c v c

24 Notar que el estado en el que todos los interruptores están desconectados no define un voltaje referenciado. En este trabajo no se utilizará dicho estado. En el circuito ideal la conmutación de los interruptores es instantánea, sin embargo, en la vida real esta situación es distinta ya que existe un tiempo de conexión y de desconexión. Es importante que la técnica de modulación a emplear considere este hecho, ya sea modulación bipolar o unipolar. En esta topología no es posible obtener voltajes de pico de salida AC por encima del valor del voltaje del DC-link IGBT Los IGBT s se han convertido en dispositivos de conmutación de propósitos múltiples. Sus capacidades en voltaje, corriente y frecuencia los hacen ideales para aplicaciones de electrónica de potencia (Rashid, 2001). Tienen un rango de voltaje alto, lo que reduce las pérdidas de conmutación y al mismo tiempo permite una relativa mayor frecuencia de conmutación. Estas características le permiten reemplazar al MOSFET en varias aplicaciones de potencia. El IGBT se controla por voltaje, y no por corriente. Así, el consumo de potencia es menor y los impulsores son más simples que los de corriente. Adicionalmente, el encapsulado del IGBT es más pequeño que el del metal-óxido-semiconductor (MOS), y por tanto, la capacitancia de entrada y la corriente pico son menores que en el MOS. Algunas de las características más importantes del IGBT son las siguientes Capacidad para trabajar a alto voltaje, alta corriente y alta frecuencia. Baja corriente de activación. Encapsulado de superficie pequeña, mejor intercambio de calor y bajo costo. Capacidad de operación en cortocircuito. Maneja altos voltajes con pocas pérdidas. Por estas razones, los IGBT s son adecuados para ser utilizados en este proyecto. 23

25 1.5. Filtros Luego del proceso de conmutación, el inversor genera una señal AC modulada, compuesta por una señal cuadrada con un alto contenido de armónicos de alta frecuencia debidos a la conmutación (Kerekes, 2009). Esta señal tiene que ser filtrada para extraer la señal moduladora (normalmente una componente fundamental que tiene forma de una función sinusoidal pura), y por ende se tienen que cancelar las perturbaciones armónicas presentes en ella. Para que el sistema sea apto a ser interconectado con la red electrica, la corriente producida por el inversor debe de ser filtrada y sincronizada con la señal de voltaje proveniente de la misma red. La calidad de la señal es de extrema importancia para poder garantizar, y hacer satisfactorio, el proceso de conexión. Por lo tanto, se requiere un buen filtro para eliminar la distorsión armónica generada durante el proceso de conmutación (Kerekes, 2009). Anteriormente, se utilizaban inductores simples conectadas a la salida del inversor, sirviendo a manera de interfaz para la conexión con la red eléctrica. Sin embargo, esos filtros tienen la desventaja de requerir una alta frecuencia de conmutación para lograr una atenuación aceptable de los armónicos. Es decir, esta clase de filtros solo elimina los armónicos de frecuencias más altas. Para mejorar la capacidad de filtrado se utilicen inductores de mayor capacidad, lo que requiere mayor cantidad de material para su construcción (Twining et al. 2009) Filtro LCL. El voltaje e procedente de la salida del inversor, representa la señal moduladora (en el mejor de los casos, una componente fundamental). Antes de pasar por el filtro, se tiene un alto contenido armónico de alta frecuencia. Para atenuar aún más eficientemente la distorsión armónica, y ahorrar material, se ha popularizado una topología que consiste en el uso de dos inductores y un capacitor (filtro LCL). Esta topología se muestra en la figura 1.2. Este filtro tiene beneficios económicos de producción debido a que requiere inductancias más pequeñas para atenuar una cantidad similar de distorsión armónica que en un simple filtro L. Esta reducción del tamaño de las inductancias es una ventaja ya que representa una reducción de costos en el material empleado. Otra ventaja es la mejora en el filtrado de armónicos de frecuencias bajas. Notar que la atenuación del filtro LCL es de 60 db/década para frecuencias por encima de la frecuencia de resonancia. 24

26 Figura 1.2: Filtro LCL. Sin embargo, esta configuración tiene algunas desventajas. Por ejemplo, esta topología permite la intrusión y propagación de perturbaciones armónicas procedentes de la red, presenta un pico de resonancia, y por lo tanto, posibilidad de alcanzar inestabilidad. Debido a lo anterior, se requiere un controlador mucho más robusto para mantener la estabilidad del sistema (Lindgren et al. 2009). Uno de los parámetros más importantes en el diseño de este filtro es la frecuencia de corte. Esta debe de ser de, cuando menos, la mitad de la frecuencia de conmutación del convertidor. Así mismo, la frecuencia de corte debe tener algunos ordenes de magnitud por encima de la frecuencia de la red eléctrica. La frecuencia de corte del filtro LCL se calcula de la siguiente manera. f 0 = 1 L1 + L 0 (1.1) 2π L 1 L 0 C 0 El filtro LCL puede magnificar componentes a frecuencias alrededor de la frecuencia de corte, pudiendo entrar en resonancia, y causar inestabilidades. Para solucionar este problema se puede añadir amortiguamiento. Para esto, se puede colocar una resistencia en serie o en 25

27 paralelo con el inductor del lado del inversor, o bien en serie o en paralelo con el capacitor. Este tipo de amortiguamiento es denominado amortiguamiento pasivo. Sin embargo, esta solución pasiva genera pérdidas por calentamiento del sistema, lo cual reduce la eficiencia neta del inversor. Una solución alternativa, que no causa pérdidas por calentamiento, consiste en emular la presencia de un resistor a través de un controlador mas sofisticado, a esta tecnica se le denomina inyección de amortiguamiento activo. En este caso, el sistema de control resulta más complejo, utilizando una mayor cantidad de recursos computacionales y lineas de software. Afortunadamente, las nuevas técnicas y tecnologías de procesadores de señales digitales ofrecen más herramientas para facilitar el desarrollo e implementación de controladores complicados pero robustos Controladores para inversores con filtros LCL Muchos autores han propuesto el diseño de diversos controles para inversores con filtros LCL como se describe a continuación. Twining et al. (2009), propone un controlador proporcional resonante (P+R). Sin embargo, este control se basa en la medición de dos corrientes, la del inductor del lado de la red y la corriente del capacitor como variables de estado conocidas. Esto representa una solución válida al problema pero conlleva un costo adicional derivado del uso de un sensor adicional. Otro controlador P+R, con compensación de armónicos es presentado por Liserre et al. (2006). Los autores propusieron un controlador que se basaba en una combinación lineal de las corrientes medidas de ambos lados (del inversor y de la red). De esta manera, aumentan el ancho de banda de su controlador, y por lo tanto, se puede realizar la compensación de armónicos de orden mayor. Teodorescu et al. (2004), propone un controlador P+R que requiere la medición de la corriente del lado del inversor únicamente, eliminando así la necesidad de uno de los sensores de corriente. Sin embargo, los autores utilizan una corriente de referencia equivocada, la cual es evidenciada en sus resultados debido a un pequeño deslizamiento de la fase de la corriente resultante con respecto a la fase del voltaje de la red. Otra muestra de que este controlador no es el adecuado, es la presencia de un error en la amplitud de la señal. Tomando en cuenta la revisión bibliográfica realizada, es posible determinar que esta pro- 26

28 blemática ha sido abordada, y parcialmente resuelta, sin obtener el resultado esperado. Por esta razón, es claro que existe un campo de oportunidad para proponer mejoras y alternativas al control de la corriente de un inversor conectado a la red eléctrica por medio de un filtro LCL. Así mismo, se puede concluir que la posibilidad de mejora es amplia, debido a que el método elegido para utilizarse no ha sido realizado con anterioridad. 27

29 Capítulo 2 Esquema de control 2.1. Obtención del modelo de la planta El modelo de la planta se obtiene a través de la descripción de la interacción de los elementos que almacenan energía, y que conforman el circuito. El sistema se puede describir por medio de tres ecuaciones que se obtienen del análisis del circuito eléctrico de la figura 1.2. L 1 î1 = e v C0 (2.1) C 0 v C0 = i 1 i 0 (2.2) L 0 î0 = v C0 v S (2.3) donde i 1 es la corriente del lado del inversor que circula a través del inductor L 1 ; i 0 es la corriente del lado de la red que circula a través del inductor L 0 ; v C 0 es el voltaje en el capacitor C 0 ; v s es el voltaje de la red; e es el voltaje procedente de la salida del inversor, y es la variable por medio de la cual se ejerce el control del sistema, es decir, la señal de control. El sistema de la planta se expresa matricialmente de la siguiente forma. L L C 0 î 1 î0 v C0 = i 1 i 0 v C0 1 0 ( e v S ) donde la matriz

30 es antisimétrica. Para obtener las funciones de transferencia, se aplica la transformada de Laplace para cada una de las ecuaciones diferenciales, de donde se obtienen las expresiones (2.4),(2.5),(2.6). L 1 si 1 (s) = e(s) v C0 (s) (2.4) C 0 sv C0 (s) = i 1 (s) i 0 (s) (2.5) L 0 si 0 (s) = v C0 (s) v S (s) (2.6) Despejando i 0 de (2.6) se obtiene i 0 (s) = v C0(s) v S (s) L 0 s (2.7) Sustituyendo (2.7) en (2.5) se obtiene C 0 sv C0 (s) = i 1 (s) v C0(s) v S (s) L 0 s (2.8) Despejando v C0 de (2.8) se llega a C 0 sv C0 + v C0 L 0 s = i 1 v S L 0 s L 0 C 0 s 2 V C0 + v C0 = L 0 si 1 v S v C0 (1 + L C0 C 0 s 2 ) = L 0 si 1 v S Sustituyendo (2.9) en (2.3) se obtiene L 1 si 1 + [ L 1 s + v C0 = L 0si 1 v S 1 + L 0 C 0 s 2 (2.9) L 1 si 1 = e L 0si 1 v S 1 + L 0 C 0 s 2 L 0 si L 0 C 0 s 2 = e v S L 0 s 1 + L 0 C 0 s 2 ] i 1 = e 1 + L 0 C 0 s 2 v S 1 + L 0 C 0 s 2 [(1 + L 0 C 0 s 2 )L 1 s + L 0 s]i 1 = (1 + L 0 C 0 s 2 )e v S 29

31 i 1 = 1 + L 0 C 0 s 2 s(l 0 C 0 L 1 s 2 + L 1 + L 0 ) e 1 s(l 0 C 0 L 1 s 2 + L 1 + L 0 ) v S (2.10) Notar que, este sistema tiene como entrada el voltaje e, el cual controla a la corriente de salida i 1. También se encuentra presente el voltaje de la red, el cual actúa como una perturbación periódica en el sistema de control. El sistema a controlar se puede representar por medio de sus funciones de transferencia como se muestra en la figura 2.1. Figura 2.1: Diagrama de bloques que representa el filtro LCL. Las funciones de transferencia son las siguientes. G 1 = 1 s(l 0 C 0 L 1 s 2 + L 1 + L 0 ) (2.11) G 2 = 1 + L 0 C 0 s 2 s(l 0 C 0 L 1 s 2 + L 1 + L 0 ) (2.12) 2.2. Controlador de corriente del lado del inversor A continuación se describe el controlador de corriente propuesto, y se presentan las consideraciones, objetivo de control, y desarrollo del controlador utilizado Consideraciones de diseño Para diseñar el controlador se tomaron las consideraciones siguientes. Los parámetros L 0, L 1 y C 0 con constantes conocidas. 30

32 Se mide el valor de la corriente del lado del inversor i 1 en tiempo real. Se mide el valor del voltaje de la red v s en tiempo real. Este voltaje presenta un alto contenido armónico Objetivo de control El objetivo de control directoçonsiste en garantizar el seguimiento de la corriente del lado del inversor i 1 hacia una corriente de referencia i 1, es decir, i 1 i 1 La corriente de referencia i 1 debe garantizar, de manera indirecta, la inyección de una corriente a la red i 0 de forma sinusoidal pura. Por lo tanto, i 1 debe ser escogida cuidadosamente, pudiendo ser tan distorsionada como sea necesario. La obtención de la adecuada referencia de corriente se detalla en secciones posteriores. En concreto, el objetivo de control indirectoçonsiste en garantizar que la corriente del lado de la red i 0 tenga una forma sinusoidal pura, y se encuentre sincronizada con la componente fundamental de tensión de la red. Este objetivo indirectorepresenta el objetivo final de control de todo el sistema, y se puede escribir matemáticamente como sigue. i 0 i 0 Siendo i 0 la corriente de referencia descrita por la siguiente igualdad. i 0 = P v 2 S,RMS v s,1 (2.13) donde P es la potencia activa a inyectar, v s,1 es la componente fundamental de la tensión de la red, y v S,RMS es la tensión RMS de la red Obtención del controlador de corriente De las funciones de transferencia (2.11) y (2.12), que describen la respuesta del sistema, es posible observar las siguientes características para el diseño del controlador de corriente. El sistema no tiene amortiguamiento. 31

33 Se tiene un polo en el origen y dos polos en el eje imaginario, los cuales se encuentran en ±jω res, donde ω res = L1 +L 0 L 1 L 0 C 0 es la frecuencia de resonancia del filtro LCL. En la función (2.12) existe un par de ceros sobre el eje imaginario localizados en ± 1 L 0 C 0. Con base en la función de transferencia (2.12), es posible añadir amortiguamiento al sistema con la simple retroalimentación proporcional del error entre i 1 y su referencia i 1, donde K p es la ganancia proporcional. Como resultado, la función de transferencia G 2 se transforma a una nueva función de transferencia H 2, que involucra la inclusión del lazo de retroalimentación proporcional del error. H 2 = K p (1 + L 0 C 0 s 2 ) L 0 C 0 L 1 s 3 + K p L 0 C 0 s 2 + (L 1 + L 0 )s + K p (2.14) Esta nueva función de transferencia presenta una reducción en el pico de resonancia natural. Lo anterior es debido a la adición de la retroalimentación proporcional. La figura 2.2 muestra los diagramas de Bode de las funciones de transferencia G 2 y H 2. Figura 2.2: Funciones de trasferencia G 2 (rojo) y H 2 (azul). Se observa la reducción del pico de resonancia a la frecuencia ω res. Sin embargo, un simple controlador proporcional no logra realizar un seguimiento fiel de la corriente de referencia. Esto se puede apreciar con mayor claridad en las simulaciones que 32

34 se presentan en las secciones siguientes. Como se mencionó al principio de este trabajo, el controlador a emplear consiste en la suma de una acción proporcional más un filtro resonante. Este controlador es referido a menudo como control P+R. Es decir, para garantizar un mejor seguimiento de la corriente de referencia es necesario completar el controlador con la parte resonante sintonizada a la frecuencia fundamental. Para garantizar un seguimiento mucho más fino de la corriente de referencia, es necesario añadir filtros resonantes a la frecuencia de cada uno de los armónicos presentes en el voltaje de la red. El banco de filtros resonantes en conjunto con la referencia de corriente adecuada, proporciona un mecanismo, natural e indirecto, de compensación de ármónicos de la corriente i 0 para las frecuencias sintonizadas. Un resonador tiene la estructura matemática presentada en la ecuación (2.15), la cual corresponde a un oscilador ármónico a frecuencia ω. γ k s s 2 + k 2 ω 2 0 (2.15) donde k es el indice del armónico bajo consideración. Por ejemplo, k = 1 para la frecuencia fundamental. El controlador completo consiste en la suma de la acción proporcional, más la suma de cada uno de los filtros resonantes que sean necesarios. Cada término afecta al error entre la referencia de corriente y la corriente medida, esto es, ĩ 1 = i 1 i 1 como se muestra en la (2.16). e = K P ĩ 1 + k {1,3,...,n} En la figura 2.3 se muestra el diagrama de bloques del control. γ k s s 2 + k 2 ω0 2 ĩ 1 (2.16) 2.3. Corriente de referencia Como se ha mencionado anteriormente, la construcción de la corriente de referencia i 1 es la principal aportación del controlador propuesto. Para poder diseñar dicha corriente de referencia, es crucial extraer la componente fundamental de la señal de voltaje distorsionado. Así mismo, es necesario extraer las funciones correspondientes de cada uno de los armónicos presentes. La componente fundamental de voltaje es una señal sinusoidal pura con la frecuencia, y fase del voltaje de la red. Adicionalmente, también es de importancia extraer las componentes que conforman la distorsión armónica. Para ello, se asume que el voltaje de la red está distorsionado y tiene contenido armónico 33

35 Figura 2.3: Controlador P+R consistente en la suma de una retroalimentación proporcional, y un banco de filtros resonantes que permite la compensación de armónicos de baja frecuencia. de baja frecuencia. Así, el voltaje de la red eléctrica puede ser descrito como la suma de la componente fundamental v S, 1, más la suma de todas las componentes armónicas v S, h. Estas componentes corresponden a aquellas que no sean atenuadas por el filtro LCL. Esta suma se puede representar como sigue. v S = v S,1 + v S, h (2.17) donde v S, h = k {1,3,...,n} v S,k 34

36 Modelado de la señal de voltaje Para reconstruir la componente fundamental de la señal de voltaje, es necesario realizar el modelado matemático de la la señal de voltaje. Este modelo puede ser descrito como se muestra a continuación. v S = ω 0 φ, v S (0) = v d (2.18) ϕ = ω 0 v S, ϕ(0) = v q (2.19) Notar que este modelo representa un oscilador armónico de segundo orden, el cual es un resonador oscilando a la frecuencia ω 0. Las condiciones iniciales [v S (0), ϕ(0)] = [v d, v q ] definen la amplitud y la fase. ϕ es una variable auxiliar que representa una señal en cuadratura. Esto es, ϕ posee la misma magnitud que la componente fundamental v S, pero con un desfase de 90 grados debido a la derivación de la función trigonométrica asociada a v S. Este sistema es referido como el generador de la componente fundamental de la señal de voltaje. La extension, para obtener el modelo de un voltaje distorsionado, incluye el modelo de cada una de las componentes armónicas. Estas componentes son también osciladores armonicos de segundo orden asociadas al indice (multiplicador de frecuencia) k según la componente armónica que se desee. v S,k = kω 0 φ k, v S (0) = v d (2.20) ϕ = kω 0 v S,k, ϕ(0) = v q (2.21) y la segunda derivada del k-ésimo componente es v S,k = k 2 ω0v 2 S,k (2.22) Tomando en cuenta, El término auxiliar ϕ es extremadamente importante. Este término se puede utilizar para modificar la referencia de la corriente i 0, expresada en la ecuación (2.13), a fin de poder mover su fase. Esto es, el término ϕ abre la posibilidad para realizar inyección de potencia reactiva de manera relativamente sencilla. La referencia de corriente (2.13) se generaliza para el caso de inyección de potencia reactiva como se muestra en la expresión (2.23). i 0 = P v 2 S,RMS v s,1 + Q v 2 S,RMS ϕ 1 (2.23) 35

37 donde el término v S,1 es la componente fundamental de la señal de voltaje de la red; ϕ 1 representa su señal en cuadratura; y Q es el valor de la potencia reactiva a ser inyectada Estimación de la componente fundamental La estimación de la componente fundamental de la señal de voltaje se basa en el modelo de voltaje anteriormente descrito. A este modelo se añade un término de amortiguamiento como se muestra a continuación. ˆv S,k = kω 0 ˆφk + γ k v S, v S (0) = v d (2.24) ˆϕ = kω 0ˆv S,k, ϕ(0) = v q (2.25) donde ṽ S = v s vˆ S y γ k > 0 es un parámetro de diseño que introduce el amortiguamiento requerido. Por conveniencia, el voltaje estimado se expresa como la suma de la componente fundamental más el contenido armónico. ṽ S = v s,1 + v S,h vˆ S Éste es un sistema análogo al de la ecuación (2.17). Figura 2.4: Estimador de la componente fundamental v S,1. El bloque llamado HCM representa el mecanismo de compensación de armónicos. Para obtener la estimación de la componente fundamental, con compensación de armóni- 36

38 cos, se crea un grupo de osciladores armónicos. Cada uno de estos osciladores se encuentra sintonizado a la frecuencia del ármónico que se desea compensar. La figura 2.4 muestra el esquema del grupo de osciladores armónicos que cancelan la distorsion armónica de la estimación de la componente fundamental del voltaje. Las salidas de cada bloque son acumuladas y comparadas con el voltaje de la red v s. Esta diferencia es utilizada para retroalimentar el oscilador correspondiente. El mecanismo de compensación de armónicos (HCM) contiene la estimación de cada una de las componentes armónicas de interés. En la figura 2.5, se muestra el banco de osciladores armónicos para los k-ésimos niveles de armónicos que se pretendan estimar. En conjunto, la suma de estos componentes conforman la distorsión armónica del voltaje v S,h. El voltaje estimado ˆv S,1 sustituye a v S,1 en la ecuación (2.23) de la corriente de referencia para i 0. Tras estas sustituciones, la referencia de corriente del lado de la red queda como se describe en la ecuación (2.26). i 0 = P v 2 S,RMS ˆv s,1 + Q v 2 S,RMS ˆϕ 1 (2.26) Corriente de referencia del lado del inversor El diseño adecuado de la corriente de referencia del lado del inversor es la parte medular del control propuesto en este esquema. Para realizar este diseño se utiliza la estructura del sistema descrito en las ecuaciones (2.1) - (2.3), la corriente de referencia del lado del inductor (2.26), así como en la descripción del voltaje de la red descrito en la Sección previa. Partiendo de (2.2) y (2.3), se tiene lo siguiente. i 1 = i 0 + C 0 v C0 (2.27) Sustituyendo (2.28) en (2.27) se obtiene v C0 = v S + L 0 î 0 (2.28) i 1 = i 0 + C 0 v S + L 0 C 0 î 0 (2.29) Utilizando la definición propuesta en el modelo presentado en la ecuación (2.22) se obtiene î 0 = i 0 v S,1 = P v 2 S,RMS ω 2 0v s,1 (2.30) 37

39 Figura 2.5: Estimador de la componente fundamental v S,1. El bloque llamado HCM representa el mecanismo de compensación de armónicos. Y tomando en cuenta que v S,k = kω 0 φ k, se obtiene v S = ω 0 ϕ 1 + kω 0 ϕ k k {1,3,...,n} 38

40 Sustituyendo los términos anteriores en la ecuación (2.29), se obtiene la corriente de referencia para la corriente del lado del inversor siguiente. i 1 = P v 2 S,RMS v S,1 + ω 0 C 0 ϕ 1 + C 0 kω 0 ϕ k + L 0 C 0 k {3,5,...,n} P v 2 S,RMS ω 2 0v s,1 (2.31) Factorizando la expresion anterior, queda lo siguiente i 1 = (1 L 0 C 0 ω 2 0) P v 2 S,RMS v s,1 + ω 0 C 0 ϕ 1 + C 0 k {3,5,...,n} kω 0 ϕ k (2.32) En esta expresión, los términos v S,1, ω 0 C 0 ϕ 1, y k {1,3,...,n} kω 0ϕ k requieren ser estimados ya que no pueden ser medidos. Estos términos son obtenidos por medio del estimador de v S,1 que incluye los osciladores armónicos de segundo orden. De manera que, sustituyendo esos términos por sus respectivas estimaciones, la corriente de referencia queda como se expresa en la ecuación (2.33). i 1 =(1 L 0 C 0 ω 2 0) + ω 0 C 0 ˆϕ 1 + C 0 k {3,5,...,n} P vs,rms 2 ˆv s,1 kω 0 ˆϕ k (2.33) Para el caso general con inyección de potencia reactiva, la corriente de referencia queda expresada como se describe en (2.34). i 1 =(1 L 0 C 0 ω 2 0) + (1 L 0 C 0 ω 2 0) P vs,rms 2 ˆv s,1 Q vs,rms 2 ˆϕ s,1 + ω 0 C 0 ˆϕ 1 + C 0 k {3,5,...,n} kω 0 ˆϕ k (2.34) Notar que esta corriente de referencia queda expresada en terminos de los parámetros constantes del sistema, esto es, los valores de las inductancias y la capacitancia. En esta expresion se considera que la frecuencia de la red ω 0 es una constante conocida. Un detector de frecuencia podría añadirse haciendo un estimador de v S,1 adaptable al cambio de este parámetro. Sin embargo, esto queda, por el momento, fuera del alcance de esta investigación, y se considera que la frecuencia de la red es conocida, estable y que su variación es debidamente 39

41 controlada y regulada por la compañía eléctrica Simulación Construcción del software de simulación A continuación se presenta la simulación realizada con la cual puso a prueba el controlador descrito en la sección anterior. Esta simulación se reálizó empleando el software Simulink R de Matlab R. Cabe mencionar que en esta simulación se compensaron los armónicos 1, 3, 5, 7 y 9. La figura 2.6 muestra el diagrama de bloques de la simulación realizada. En esta figura se puede apreciar que algunos parámetros como la potencia, el voltaje pico de la red, la potencia reactiva y el voltaje del DC-Link se pueden fijar directamente dentro de la simulación. Figura 2.6: Diagrama a bloques de la simulación del controlador de corriente actuando sobre la planta del filtro LCL. 40

42 En la esquina superior del diagrama se pueden visualizar los bloques que generan el voltaje simulado de la red, así como también la distorsión presente en la misma. El voltaje de la red se construyó utilizando la suma de estas dos funciones basadas en el vector de tiempo de la simulación. De esta manera la señal v S incluye la componente fundamental y la distorsión armónica para efectos de simulación como se describe enseguida. v S = 2(v RMS ) sin (ω 0 (t)) + 2 2(vRMS,k )(k sin (ω 0 (t) + S k )) k {3,5,...,n} donde v RMS es el voltaje RMS de la red; ω 0 = 2 π f 0 la frecuencia fundamental de la red; v RMS,k es el voltaje RMS del armónico k-ésimo; S k es la fase para el k-ésimo armónico con k = 3, 5, 7, 9, 11. Los valores elegidos para estos términos se presentan en la sección siguiente. El bloque denominado INVERSOR LCL corresponde a la planta del sistema. Este bloque representa al filtro LCL, y la salida del inversor cuyo voltaje es e. Este bloque tiene como entradas el ciclo de trabajo, el voltaje v c ref, y el voltaje de la red v s. Sus salidas son las variables de estado, a saber, corriente del lado de la red i 0, corriente del lado del inversor i 1, y el voltaje del capacitor v C0. Adicionalmente, se calcula internamente el voltaje e a la salida del inversor, cuya forma es una señal cuadrada de voltaje de tres niveles donde la moduladora es la señal continua proveniente del controlador, para la cual también se utilizará la misma notación, es decir, e. La figura 2.7 muestra la estructura interna del bloque del inversor representando las relaciones (2.1)-(2.3). De manera interna se obtiene el voltaje e como producto del ciclo de trabajo con el voltaje del DC-link. Dentro del bloque llamado controlador de corriente se encuentra detallado el esquema de control antes mencionado. La figura 2.8 muestra el control de corriente implementado dentro de este bloque. También se muestra un bloque encapsulado llamado generación de la corriente de referencia, cuyo contenido se detalla en la figura 2.9. En este bloque se puede apreciar la estructura del controlador de corriente P+R, así como también la estructura del banco de filtros resonantes. Estos filtros resonantes se encuentran sintonizados a las frecuencias de cada armónico para su compensación. Este banco de osciladores de segundo orden conforma el sistema de compensación de armónicos. Su funcionamiento puede activarse o desactivarse a conveniencia por medio de un switch añadido a la salida de cada uno de ellos. En la figura 2.8 se muestra el controlador proporcional. Esta parte consta de una ganancia con valor k p cuyo valor es introducido en un script inicial. Este script inicial también contiene todos los valores de los parámetros requeridos para realizar esta simulación. 41

43 Figura 2.7: Esquema interno de la planta del inversor LCL. La corriente de referencia del lado del inversor i 1 fue implementada conforme a la ecuación (2.34). En la figura 2.9 se observa que i 1 se construye con señales provenientes de los estimadores de las componentes, así como también de los errores entre las estimaciones y las mediciones. Las figuras 2.10 y 2.11 muestran los esquemas internos del bloque de estimadores de las componentes de la señal de voltaje, y de sus señales respectivas en cuadratura FQSG (Fundamental quadrature signal generator). Es conveniente remarcar que en este gráfico que se encuentra implementado un término que permite la inyección de potencia reactiva a la red. La inyección de potencia reactiva es una problemática que se puede abordar mas a fondo en investigaciones posteriores. Este componente es análogo a la inyección de potencia pero utilizando una función en cuadratura para generar el aporte reactivo a la corriente inyectada. La cantidad de potencia reactiva inyectada a la red, es controlable a través de una ganancia que multiplica el valor de este término y que puede anularlo o acrecentarlo según su valor. La figura 2.11 muestra la estructura del estimador de la componente fundamental. Este sistema ha sido descrito anteriormente como un bloque que genera la componente a estimar. Este bloque genera una salida sinusoidal llamada v S,k, donde k indica el k-ésimo componente de la señal de voltaje que se desea estimar. En este bloque también se genera el término ϕ k como un término auxiliar intermedio, el cual corresponde a la componente en cuadratura. Dentro de este bloque se observan cuatro ganancias que corresponden a las funciones seno y coseno, que son valores constantes generados desde el script de inicio. Para el cálculo de la corriente de referencia i 1, se emplea un término llamado ˆϕ s que aglo- 42

44 Figura 2.8: Control de corriente: (esquina superior izquierda) el controlador de corriente del lado del inversor utilizado en la simulación numérica; (esquina inferior derecha) generador de la corriente de referencia i 1. mera la suma de los componentes armónicos (k > 1) en cuadratura de la distorsión armónica. Así mismo, para el sistema de estimación de las componentes (QSG), se emplea una variable llamada ṽ s. La construcción de ambas variables se presenta con detalle en la figura Parámetros utilizados A continuación se enlistan los parámetros utilizados en la simulación con los que se obtuvieron los resultados presentados. Para llegar a resultados adecuados se observó el funcionamiento del sistema simulado, y se hicieron variar los parámetros hasta obtener los resultados con respuestas mas apropiadas. Durante la simulación se procuró llegar a resultados que muestren un comportamiento funcional y estable. 43

45 Figura 2.9: Generación de la corriente de referencia. Los parámetros generales utilizados fueron los siguientes: voltaje de la fuente de DC 200 V; Voltaje de la red 110 V R MS; frecuencia de la red 60 Hz; el contenido armónico se describe en la tabla 2.1. Para e filtro LCL, los valores de los elementos utilizados en la simulación fueron: L 0 = 0,5mH, L 1 = 3mH y C 0 = 10µF. Las ganancias del controlador P+R utilizadas fueron: k p = 15, γ 1 = 100, γ 3 = 100, γ 5 = 100, γ 7 = 100, γ 9 = 100, y γ 1 1 = 100. Los valores utilizados para la conformación del voltaje distorsionado de la red son enlistados en la tabla 2.1 presentada a continuación. 44

46 Figura 2.10: Bloque FQSG: Banco de estimadores de componentes de voltaje, y sus respectivas señales en cuadratura. 45

47 Figura 2.11: Estimador de la componente fundamental de la señal de voltaje v S,1. Tabla 2.1: Parámetros utilizados en la construcción de la señal de voltaje distorsionada Harmónico Amplitud [VRMS] Fase [Radianes]

48 Figura 2.12: Construcción de los términos ˆϕ s y ṽ s utilizados en la construcción de la corriente de referencia. 47

49 Capítulo 3 Implementación del banco de pruebas Es capítulo presenta la metodología utilizada para la implementación del banco de pruebas, mismo que sirvió para poner a prueba en funcionamiento real el controlador antes diseñado y simulado. A continuación se presenta la descripción y pormenores en la construcción de este prototipo. El banco de pruebas se compone principalmente de los siguientes elementos: Computadora con el software Matlab R. Tarjeta de desarrollo dspace R. Tarjetas de adquisición de datos. Tarjeta de interfaz de control con aislamiento galvánico. Power Teaching System. (puente H controlable) Autotransformador variable. Osciloscopio con sus accesorios Fuentes de voltaje Instalación eléctrica monofásica. Transformador de aislamiento Diversos cableados 48

50 Es posible hacer una distinción clara entre las dos partes principales que componen este sistema: La etapa de control y la etapa de potencia. En la figura 3.1 se muestra, de manera general, como se interconectan dichas etapas en el banco de pruebas. Las líneas en rojo corresponden a la etapa de potencia, mientras que las azules son señales de control. Como se puede apreciar, en la etapa de potencia la energía proviene del arreglo de paneles fotovoltáicos (que puede ser sustituído por una fuente DC). Esta energía atraviesa por el inversor en el cual se encuentra el arreglo de IGBT s conmutando hasta llegar al filtro LCL. Esta energía pasa a través del filtro LCL que elimina los armónicos de alta frecuencia e interconecta el sistema a la red eléctrica. La etapa de control se realiza a traves de una tarjeta dspace R en la cual se calcula el control, y se generan señales moduladas por ancho de pulso (PWM). La tarjeta dspace transmite los PWM s a una tarjeta de disparo que aisla, acopla y refuerza las señales. Las señales reforzadas se transmiten directamente a los impulsores que hacen conmutar a los IGBT s dentro de la etapa de potencia. Estos sistemas son descritos con detalle en las siguientes secciones. Figura 3.1: Diagrama de interconexión de las diferentes secciones del sistema. 49

51 3.1. Etapa de control En esta sección se presenta la construcción de la parte del prototipo que se encarga del control. El sistema de control se encuentra conformado por diversos componentes que se describen a continuación Configuración y uso de la tarjeta dspace R El primer componente es una computadora, en cuyo interior se encuentra la tarjeta dspace R. La computadora empleada es una computadora de escritorio convencional con un puerto PCI disponible para la instalación de la tarjeta dspace R. Por medio de la computadora se realiza la programación del controlador, y sirve como interfaz activa para el monitoreo y control en línea de la tarjeta. Esta computadora requiere de la instalación de algunas paqueterías propias del fabricante de la tarjeta dspace R para Matlab R. La figura 3.2, muestra la tarjeta de desarrollo dspace R DS1104RTI, nótese que el tipo de slot que utiliza es el PCI, por lo cual la computadora a emplear debe tener este tipo de puerto. Figura 3.2: Tarjeta de desarrollo dspace DS1104RTI. A continuación se describe el funcionamiento de la tarjeta de desarrollo dspace R en cuyo microprocesador se ejecutará el control del inversor. El microprocesador que ejecuta el algoritmo es un DSP cuyo funcionamiento se encuentra optimizados para aplicaciones que 50

52 requieran operaciones numéricas a muy alta velocidad. El entorno de desarrollo de la tarjeta dspace R posee, entre sus características, la capacidad de interactuar directamente con el software dspace R de MATLAB R, lo cual la hace ideal para realizar el rápido desarrollo de prototipos. La tarjeta posee una interfaz que permite realizar la conexión segura y fácil de entradas y salidas del microprocesador. En la carátula de la interfaz se encuentran rotulados los diversos puertos con los que cuenta. En la figura?? se pueden observar algunos cables tipo BNC conectados a la tarjeta, y también un cable de tipo serial. Ese cable de tipo serial es un conector que fue necesario construir. Si bien el kit de la tarjeta ya incluye el conector, este no incluye el cableado de los puertos. Para ello fué necesario determinar que terminales del puerto serial se utilizarían. Esta interfaz cuenta con un panel de LED s que permiten monitorear el funcionamiento de algunas salidas de la tarjeta. La figura 3.3, muestra el diagrama de conectores del tablero de interfaz de la dspace R DS1104RTI, los conectores resaltados en verde fueron los conectores empleados para este prorotipo. Figura 3.3: Diagrama de conectores del tablero de interfaz dspace R para la tarjeta DS1104RTI. Los conectores resaltados en verde fueron los canales utilizados en la implementación del controlador. Los conectores CP5-CP8 son conectores tipo BNC. Ellos permiten el acceso a los convertidores analógico digital (ADC) con los que cuenta la tarjeta dspace R. Estos conectores fueron empleados para obtener las mediciones de corriente y voltaje provenientes de la tarjeta 51

53 de sensado. El conector CP9 corresponde a un convertidor digita a analógico (DAC), y es utilizado de manera auxiliar para observar señales internas desde un osciloscopio. Por ejemplo, para observar la corriente de referencia. El conector CP18, es un conector de tipo paralelo hembra. Este conector cuenta con 37 pines, entre los cuales se encuentran conexiones a tierra, alimentación digital, y generación de PWM s de diversos tipos. Figura 3.4: Conector paralelo CP18. Los pines resaltados marcados con color rojo corresponden a los PWM que fueron utilizados para este trabajo. La tarjeta DS1104 cuenta con dos PWMs trifásicos y un PWM monofásico. Este último fue utilizado para este prototipo. Uno de los PWMs trifásicos es no invertido (SPWM1 (pin 7), SPWM3 (pin 8) y SPWM5 (pin 9)), y otro es invertido (SPWM2 (pin 26), SPWM4 (pin 27) 52

54 y SPWM6 (pin 28)). Ninguno de estos últimos pines fue utilizado para implementar el PWM monofásico. Para conformar un conector que transfiera los PWMs a la tarjeta de disparo fue necesario cablear las conexiones con los pines adecuados. La figura 3.4, muestra los pines utilizados en este conector resaltados en verde, los cuales corresponden a las salidas de PWM monofásicos. Adicionalmente, se conectó también el conector a tierra del pin número 1, y el pin de alimentación de 5V con el pin número 19, sin embargo, estos no fueron utilizados. Se utilizó un conector paralelo macho, los pines se unieron con soldadura a las puntas de un cable blindado para la transmisión de los pulsos. El tablero con sus conectores, y respectivos cables es mostrado en la figura 3.5. Figura 3.5: Tablero de interfaz dspace R para la tarjeta DS1104RTI. Para la realización de la implementación física del controlador fue necesario estudiar el funcionamiento de esta tarjeta para utilizarla de manera adecuada en el control del inversor. Para ello se realizaron múltiples pruebas entre las que destacan las siguientes: Adquisición de señales analógicas (ADC, por sus siglas en inglés: analogue to digital converter). Este convertidor consiste básicamente en realizar de forma periódica medidas de la amplitud (tensión) de una señal, redondear sus valores a un conjunto finito de niveles, y registrarlos como cadenas de números enteros. Emisión de señales DAC (digital to analogue converter). Los convertidores DAC realizan la conversión de señales digitales internas con datos binarios en señales de corriente o de tensión analógica. 53

55 Emisión de pulsos por los canales PWM disponibles con ciclos de trabajo controlados. Emisión y recepción de señales digitales. Los ADCs y los DACs se pusieron a prueba como se describe enseguida. Se creó una señal analógica utilizando un generador de funciones, y se transmitió a través de cables de tipo BNC a las entradas de la interfaz de la tarjeta dspace R. Para ello se utilizó el entorno gráfico llamado Control Desk (que forma parte del paquete de software de la dspace R ) a fin de monitorear dicha señal. Una vez comprobado el funcionamiento de los ADC, se realizó la emisión de una señal analógica utilizando un DAC. Para ello se generó una función digital sinusoidal utilizando Simulink R. Esta función se implementó en el Control Desk enrutada a una salida DAC. La señal generada vía software fue transmitida por un cable BNC y observada en un osciloscopio. A continuación, se realizó la comprobación de la manipulación de una señal adquirida. Para ello se realizó la adquisición de una señal sinusoidal procendente del generador de funciones por medio de un ADC, y se le aplicó una ganancia para posteriormente reemitirla a través de un DAC, y observarla en un osciloscopio. El resultado de esta prueba se observa en la figura 3.6. Para poner a prueba la emisión de PWM s se construyó un diagrama a bloques en Simulink R, y se implementó el programa en la tarjeta de desarrollo. La obtención de los PWM s se realizó generando una señal sinusoidal, y enviando esa señal al bloque de PWM s. Este bloque se encuentra disponible entre las librerías de Simulink R, habiendo instalado el complemento de la dspace R. Las señales generadas se emiten por medio del puerto serial, para poder monitorearlas se realizó la conexión del cable, adaptado para ello, y se conectaron sus terminales a diversas puntas de osciloscopio. Se comparó la señal observada con la señal esperada comprobandose un buen funcionamiento, como era de esperarse. En total se emitieron 4 PWM s cuyas capturas de pantalla se muestran en la figura Tarjeta de control y acoplamiento (tarjeta de disparo) En esta sección se describe el uso y funcionamiento de la tarjeta de disparo. Esta tarjeta permite el acoplamiento entre la etapa de potencia y la etapa de control del inversor. Esta 54

56 Figura 3.6: Resultados de la prueba ADC-DAC. tarjeta permite asegurar el aislamiento entre la etapa de control y la etapa de potencia. Este aislamiento asegura que el sistema digital, que realiza la generación de las señales de disparo, se mantenga a salvo de los grandes flujos de corriente típicos de la etapa de potencia, evitando que se dañen los circuitos electrónicos de baja potencia. En la figura 3.8 se muestra una fotografía de la tarjeta de disparo utilizada. En ella se pueden observar las cuatro terminales formadas por conectores tipo BNC blancos que corresponden a las señales de error procedentes del Power teaching system. Los conectores negros que se observan corresponden a los canales para transmitir los pulsos de conmutación Descripción general Esta tarjeta tambien llamada tarjeta de disparo, se encarga de realizar el acoplamiento que permite activar o desactivar los IGBT s que se encuentran en cada rama del inversor. De esta manera, se ajustan los voltajes necesarios a los circuitos impulsores SKHI22A. Esta tarjeta 55

57 Figura 3.7: Medición de las señales PWM generadas a través de la dspace R. Figura 3.8: Fotografía de la tarjeta de disparo y acoplamiento. 56

58 incluye un circuito que recibe las señales de error provenientes de los circuitos impulsores, y bloquea el funcionamiento de los IGBT s en tiempo real en caso de alguna anomalía. Cuando una señal de error es detectada, los PWM s dejan de transmitirse a través de la tarjeta. Este bloqueo es independiente del software. Esta tarjeta también tiene la función de reforzar a la señal de la etapa digital afin de que la conmutación se realice con una señal de voltaje adecuada. La transmisión de señales de la etapa digital a la etapa de potencia y viseversa, se realizó utilizando varios optoacopladores. Estos optoacopladores transmiten la señal digital a los impulsores y de ahí a los IGBT s. Esta tarjeta fue diseñada con la capacidad de operar sistemas de hasta cuatro ramas, por lo cual tiene 8 optoacopladores de salida y 4 optoacopladores de entrada para las señales de error. Aunque cuenta con la capacidad de operar sistemas trifásicos, no se utilizaron todas las entradas y salidas debido a que para el caso monofásico el requerimiento de canales es menor. Cabe recalcar que estos optoacopladores aislan galvánicamente al sistema, de manera tal que permite un acoplamiento seguro entre el circuito controlador y el circuito de potencia. Los optoacopladores empleados fueron del modelo HCPL2211, cuyo funcionamiento utiliza una señal infraroja para la transmisión de las señales Acoplamiento de las señales de control La transmisión y aislamiento de las señales de control se logra utilizando un circuito que acopla y refuerza dichas señales. Este circuito se compone de los circuitos optoacopladores, y un buffer octal. Desde luego, el circuito incluye los respectivos elementos resistivos y capacitivos. El diagrama de conexión de estos dispositivos se muestra en la figura 3.9. En esta figura se puede observar que la entrada de los buffers reciben las señales de conmutación procedentes de la dspace R, que estan en configuración pull down". Los buffers se encargan de transmitir, y reforzar, estas señales en voltaje y corriente. La señal obtenida se envía a los optoacopladores, quienes realizan la conversión de la señal de +5V a una de + 15V requerida por los circuitos impulsores de los IGBT s. El buffer utilizado en esta tarjeta es el modelo SN74HC541. Este buffer cuenta con 8 canales, asi como una compuerta AND de dos entradas que permite habilitarlo o deshabilitarlo. En la figura 3.9 se muestran dos entradas de activación de el buffer ( buffer enable"). Estas entradas requieren recibir un cero lógico para que se habilite la transmisión de señales a través de 57

59 él. Una de las entradas de la compuerta AND se conecta directamente a tierra digital, con lo cual se obtiene un cero lógico que fija esa entrada manteniendo funcional solo una entrada. La segunda señal proviene del circuito que monitorea las señales de error descrito en la siguiente sección. Figura 3.9: Esquema de acoplamiento de las señales de control Acoplamiento de las señales de error En primera instancia, la parte del circuito que protege de fallas es aquella que detecta las señales de error provenientes de los impulsores con los que cuenta el Power Teaching System. El voltaje de estas 4 señales de error se debe de encontrar en +15 V para un funcionamiento es normal, y en 0 V cuando exista alguna falla. En la tarjeta de acoplamiento, las señales denominadas e n, donde n es el subíndice de cada señal, es escalada de +15 V a +5 V, y aislada a traves de optoacopladores. Una vez que las señales e n son convertidas a una señal de 5 volts, son enviadas a 4 entradas de una compuerta NAND. Esta compuerta genera un cero lógico siempre y cuando las 4 señales de voltaje e n se mantengan en alto. La señal resultante de la operación de la compuerta NAND (0 o 1), se utiliza para habilitar o deshabilitar los buffers. Esta activación se realiza cuando se recibe un valor lógico de cero en su terminal de bloqueo. 58

60 Adicionalmente esta compuerta recibe una señal digital proveninte de la tarjeta controladora que habilita el funcionamiento del buffer. La compuerta NAND utilizada es del modelo SN74LS30N. Esta compuerta cuenta con 8 entradas, sin embargo, solo se utilizan 5 de ellas el resto se alimentan con un voltaje de + 5V para mantenerlas habilitadas. La figura 3.10 muestra la interconexión de las señales de error acopladas procedentes de los optoacopladores con la compuerta NAND. Figura 3.10: Conexiones en la compuerta NAND. En el anexo 1 se encuentra el diagrama esquemático completo de la tarjeta de disparo Tarjeta de sensado La tarjeta de sensado es el componente del sistema que permite acondicionar las señales provenientes de los sensores de voltaje y corriente. Estas señales requieren ser escaladas a un rango en el que pueda ser leído por los ADCs de la dspace R, esto es, entre -10 a 10 V Sensores de corriente. Para la medición de corriente se utilizaron los sensores LEM-LA-25-NP cuyo funcionamiento utiliza el efecto Hall. Estos sensores entregan una corriente proporcional a la corriente de entrada. Para el uso de estos sensores se creó una placa fenólica en la cual se soldaron y colocaron los conectores necesarios. Para su construcción se asegura que las pistas de potencia tengan un área superficial que sea suficientemente amplia para soportar la corriente a manejar. La tarjeta finalizada se puede ver en la figura Para convertir la señal de corriente a una señal de voltaje se utilizaron amplificadores operacionales OP295GP. Estos amplificadores se conectaron en modo convertidor de corriente a 59

61 Figura 3.11: Tarjeta para el sensor de corriente. voltaje con la finalidad de obtener un voltaje proporcional a la corriente de entrada. Un segundo amplificador invierte el signo del voltaje y añade una ganancia para que la señal de voltaje se encuentre en el rango deseado. En la figura 3.12 se muestra el diagrama esquemático del acoplamiento del sensor de corriente. Figura 3.12: Diagrama esquemático del acoplamiento del sensor de corriente Sensores de voltaje Los sensores de voltaje empleados fueron los LV-25P. Estos sensores proveen aislamiento galvánico y entregan una corriente proporcional a la señal de voltaje medida. Para adaptar esta señal se utilizó el amplificador operacional OP295GP. Este circuito convierte la corriente proporcional generada por el sensor a voltaje. Luego otro amplificador operacional OP295GP 60

62 conectado en modo inversor cambia el signo de la corriente, y añade una ganancia para que el voltaje resultante se encuentre en el rango adecuado. En la figura 3.13 se muestra el diagrama esquemático del acoplamiento del sensor de voltaje. Figura 3.13: Diagrama esquemático del acoplamiento del sensor de voltaje. Esta tarjeta requiere alimentación, y cuenta con un circuito encargado de ajustar y limitar la alimentación de los diversos componentes que la conforman. La energía necesaria proviene de una fuente de poder externa que alimenta a la tarjeta con +12 V y -12 V. Las señales generadas por medio de esta tarjeta tienen como terminal de conexión conectores tipo BNC. En la figura 3.14 se muestra una fotografía de la tarjeta de sensado empleada Calibración de sensores Para obtener mediciones confiables, fue necesario calibrar los sensores de voltaje y corriente escalando los valores leídos con el ADC. La calibración es requerida para que la señal obtenida represente los valores adecuados de corriente y voltaje. El procedimiento de calibración fue el siguiente: Medir el voltaje con algún instrumento de precisión. Pasar la señal de voltaje o corriente generada por el sensor por medio de una ganancia digital. Observar la coincidencia del valor medido con el instrumento y el valor medido digitalmente. Ajustar el valor de la ganancia hasta obtener el mismo valor en ambas mediciones. 61

63 Figura 3.14: Fotografía de la tarjeta de sensado. Este procedimiento se validó utilizando un osciloscopio, puntas de corriente y puntas diferenciales de voltaje Etapa de potencia La etapa de potencia del sistema se conforma de aquellos componentes que transportan e interactúan con la energía generada por medio de la fuente de voltaje DC (que sustituye a 62

64 los paneles solares). Estos componentes son: la fuente de voltaje DC, el inversor, el filtro LCL, fuente de voltaje AC y el cableado. A continuación se describen estos elementos, y se describe su construcción Inversor El inversor como ya se ha mencionado consiste en una topología de conmutadores de potencia. Dichos dispositivos se encuentran en un módulo llamado Power Teaching System que sirve para el prototipado de convertidores de potencia. Este módulo provee de tres ramas de a dos IGBTs conectados en cascada. Este módulo también contiene los módulos necesarios para el disparo de los IGBTs. Estos módulos son los circuitos impulsores modelo SKHI22A. Los IGBTs conducen cuando se les aplica un voltaje de saturación de +15V entre la compuerta y el emisor, y se comportan como circuito abierto cuando este voltaje es de 0 V. La función del circuito impulsor SKHI22A (3.15) permite acondicionar las señales de disparo en este rango de tensión. Cada circuito impulsor controla una rama del inversor. Este circuito impulsor requiere el uso de una fuente de voltaje de 0 a 15 V. Dicha fuente debe de proveer una corriente mayor a 160 ma por cada impulsor. El módulo SKHI22A tiene dos entradas (TOP y BOTTOM). Estas entradas reciben las señales de conmutación con las cuales se controla cada uno de los dos IGBTs de una rama. Para evitar causar un corto circuito, las señales TOP y BOTTOM deben estas en complementaridad, es decir, cada es la negada de la otra. El estado y valor de cada una de esas señales de control es proporcionado por la tarjeta de disparo antes descrita. Los valores de voltaje son +15 V para el estado activo y 0V para el estado inactivo. El módulo Power Teaching System (con siglas PTS y también conocido como Semiteach IGBT) se encuentra encapsulado y permite la introducción de señales por medio de conexiones tipo BNC. Por medio de estos conectores se comunican las señales de conmutación provenientes de la tarjeta de disparo, y son canalizadas a los módulos SKHI22A (en sus terminales TOP y BOTTOM). En total el módulo cuenta con tres ramas completas, y media rama adicional para frenado. Las terminales marcadas como A, B y C en la figura 3.16, corresponden a las entradas para las tres ramas disponibles. La terminal marcada como D corresponde a la media rama de frenado. De igual manera las señales de error salientes de los circuitos impulsores tienen salidas tipo BNC, y se encuentran marcadas en la figura 3.16 con la letra E. Las salidas del inversor, procedentes de los IGBT s, se encuentran en la parte superior del PTS, y son accesibles a traves de conectores tipo banana. Estos representan los puntos medios de cada rama del inversor. Estas terminales se pueden observar en la figura 3.16 con la letra G. El módulo PTS cuenta con dos capacitores internos en el punto de interconexión con la 63

65 Figura 3.15: Circuito impulsor SKHI22A. fuente DC cuyas entradas son las terminales H. Estos capacitores conforman el asi denominado DC-link". Estos capacitores internos poseen, a su vez, unas resistencias conectadas en paralelo para que sean descargados cuando no se utilicen, a manera de protección. EL PTS incluye un puente de diodos trifásico, que en conjunto con el DC-link", puede ser utilizado para crear un rectificador monofásico o trifásico dependiendo de las circunstancias. Las entradas correspondientes a las conexiones del puente de diodos, proveniente de la fuente AC, son tres, una para cada fase (trifásico). Estas entradas están señaladas con la letra F. Sus salidas se interconectaron con la entrada del DC-link. La construcción de la fuente de voltaje directo que sirvió como fuente de alimentación para la inyección de corriente a la red se basa en la interconexión del puente de diodos y los capacitores del PTS. Adicionalmente, para poder ajustar el voltaje de entrada, se conectó la red de voltaje con un autotransformador variable (también conocido como VARIAC). Gracias a este dispositivo, el voltaje DC puede ajustarse a conveniencia. Para proveer de aislamiento galvánico al sistema (debido a que se utiliza la misma red eléctrica como alimentación de ambos lados del inversor), se utilizó un transformador de protección con un factor de 1:1. Con este transformador se logra aislar la conexion a la red eléctrica. El módulo PTS requiere una fuente de alimentación que proporcione un voltaje de +15V y -15. Para ello se utilizó una fuente aislada e independiente. 64

66 Figura 3.16: Módulo Power Teaching System de SEMIKRON Implementación del filtro LCL El filtro LCL mostrado en la figura 1.2 está conformado por dos inductancias y un capacitor. La topología de conexión es simple, como se puede observar en la figura referida. Este filtro fue fijado a una base de madera sobre la cual se instalaron las inductancias y el capacitor. Los valores de estos componentes se presentan en la tabla Las inductancias utilizadas permitían el acceso a los inductores en diversos puntos de su embobinado, de manera que se pudieron hacer combinaciones para obtener valores de los inductores similares a los utilizados en la simulación. Estos valores se midieron utilizando un medidor LCR. Tabla 3.1: Valors de los componentes utilizados en el filtro LCL. L 0 [mh] L 1 [mh] C 0 [µf ] En la figura 3.17 se pueden observar las dos bobinas (amarillas), con las que fue construído 65

67 Figura 3.17: Filtro LCL implementado y barra de conexiones. el filtro LCL; también se observa el capacitor con conectores en color anaranjado; se pueden observar tambien los sensores de corriente a un lado del panel de conexiones. Durante la construcción del filtro LCL se realizaron las conexiones con el inversor, y con la fuente de voltaje AC. Estas conexiones se realizaron por medio de una barra de conexiones que permitíó separar las líneas de potencia de las líneas portadoras de señales. Esta separación se realizó con el fin de evitar la intrusión de ruido causado por los inductores. En la figura 3.17 se pueden observar un par de interruptores termomagnéticos a un lado del filtro LCL. Estos interruptores admiten una corriente máxima de 20 A antes de bloquearse. Estos se utilizaron para conectar o desconectar manualmente las fuentes de voltaje, tanto el lado de alterna como el lado de directa. En puntos intermedios de este filtro se posicionaron los sensores de corriente, de manera que pudiera obtenerse la medición de las corrientes del sistema. Estos sensores se colocaron en los puntos indicados en la figura Un parámetro importante al momento de la implementación del filtro LCL es su frecuencia de corte. Esta frecuencia se calcula tomando como base la ecuación (1.1). A continuación se 66

68 Figura 3.18: Ubicación de los sensores de corriente en el filtro LCL. calcula dicha frecuencia, dando un valor aproximado de 2.43kHz. f 0 = 1 2,84e 3 + 0,47e 3 2π 2,84e 3 0,47e 3 9,9e 6 = 2,4311e3 Hz Fuente de voltaje AC distorsionada Se realizó la construcción de una fuente de voltaje distorsionada. Esta fue empleada para observar la capacidad del controlador de obtener la componente fundamental de la misma, e inyectar corriente limpia, a pesar de la distorsión de la fuente. Como primer paso en la realización de esta fuente de voltaje se colocó un segundo autotransformador variable, esta vez conectado a la red eléctrica. De esta manera fue posible variar el voltaje de salida a conveniencia, esto es, se tenía una fuente AC variable. En la figura 3.19, se muestra el arreglo que se utilizó para distorsionar la señal de voltaje. La fuente de voltaje distorsionada es un circuito sencillo que se compone de una fuente AC a la cual se le añade un arreglo de resistencias de potencia, un capacitor y un puente de diodos. Esta fuente de voltaje genera una salida con un alto contenido armónico. La medición de este contenido armónico se detalla en el capítulo de resultados. 67

69 Figura 3.19: Esquema del arreglo para generar una fuente de voltaje distorsionada Interconexión del sistema La interconexión de los componentes es mostrada en la figura En esta figura se muestra esquemáticamente la interconexión de los distintos componentes del sistema. Las líneas en azul representan señales de control y sensado. Únicamente se omitieron en esta representación las fuentes de voltaje que alimentan a los circuitos digitales para evitar saturar de componentes al diagrama. Figura 3.20: Diagrama de interconexiones del sistema completo. 68

70 Para la medición de la corriente inyectada, y el voltaje de la red se utilizó un osciloscopio. Las mediciones se realizaron usando una pinza de corriente y unas puntas diferenciales de voltaje. Ambos instrumentos están aislados galvánicamente, asegurando así la seguridad del equipo. Una imagen del sistema completo se presenta en la figura 3.21, donde se indican las principales partes del sistema Interconexión a red Una vez conformado el sistema, se procedió a realizar pruebas de su funcionamiento. Algunas de ellas se efectuaron periódicamente a lo largo de todo el desarrollo del proyecto. Las pruebas realizadas más significativas fueron las siguientes: Prueba de conmutación sin interconexión a red. Esta prueba se realizó enviando señales de conmutación a la tarjeta de disparo, con el sistema funcionando y conmutando, pero con la red desconectada. Se monitoreó la salida de voltaje del inversor hasta poder observar una señal cuadrada alternante de voltaje. Se probó cada rama del inversor por separado a una frecuencia de 1 Hz, para poder observar la conmutación en un osciloscopio. Prueba de interconexión a red con baja potencia. Comprobada la correcta conmutación del inversor, se realizó una prueba de inyección de corriente a la red eléctrica utilizando un filtro L simple. En esta prueba se realizó la inyección de una corriente muy pequeña (del orden de ma) utilizando unicamente un controlador proporcional, y una corriente de referencia para i 0. Esta prueba se efectuó utilizando una fuente de voltaje DC de laboratorio conectada al DC-link, con limitación de corriente de 1 A. Ademas se incluyó una resistencia conectada en el punto de interconexión a la red para añadir amorguamiento pasivo. Prueba de inyección de corriente con el controlador completo a baja tensión. Una vez que se tuvo dominio de la inyección de corriente con el controlador simple y con el filtro L, se realizó la misma prueba con el filtro LCL y con el controlador completo. Esto se realizó utilizando la fuente DC descrita anteriormente. En esta ocasión la prueba se efectuó incluyendo un controlador P+R, y permitiendo la sintonización en línea de las ganancias del mismo. Este controlador ya incluía la detección de la componente fundamental de la red. Esta prueba se inició con un reóstato variable conectado en el punto de 69

71 interconexión a la red. Lo anterior con el fin de añadir amorguamiento pasivo. EL valor de la resistencia se fue disminuyendo hasta lograr retirarla por completo. Prueba de inyección de corriente con el controlador completo a media tensión. En esta prueba se incrementó paulatinamente la tensión hasta llegar a aproximadamente la mitad de la tensión nominal de la red. Asimismo, se fue incrementando la potencia inyectada observando que el controlador no se saturara. Estas pruebas se realizaron varias ocasiones incrementando, poco a poco, la potencia y el voltaje. Cuando la tensión de la red llegó a 50V, se realizó la adición de mas componentes al controlador. Por ejemplo, se añadieron la compensación de armónicos individuales y la inyección de potencia reactiva. Además, en esta etapa se probó la variación de ciertos parámetros. Por ejemplo, la frecuencia de conmutación, la cual finalmente se fijó a 10 kh. El procedimiento de interconexión a la red eléctrica utilizado fue el siguiente: Se parte de todo el sistema desconectado, con la computadora y osciloscopio funcionando. Se conectan las fuentes de alimentación de las tarjetas de acoplamiento y del PTS. A continuación, estando los interruptores termomagnéticos desconectados, se energizan las fuentes auxiliares de voltaje AC y DC. Con el controlador enviando la orden de abrir todos los IGBTs, se acciona el interruptor termomagnético de la fuente DC. En seguida se acciona el termomagnético de la fuente AC. Se activa el controlador de corriente considerando una potencia de 0W, y se activa unicamente la parte proporcional. Se incrementa gradualmente la potencia hasta llegar a la potencia esperada, y entonces se activa el filtro resonante sintonizado a la componente fundamental. Se activa la compensación de armónicos. Se activa la inyección de potencia reactiva para el caso particular. 70

72 71 Figura 3.21: Imagen del montaje experimental utilizado para la puesta a prueba del controlador. En la segunda imagen se muestra un acercamiento a las conexiones de la tarjeta de disparo y la tarjeta de sensado.

73 Capítulo 4 Implementación del software de control En este capítulo se describe la metodología empleada para realizar la implementación del control para el inversor LCL. Con esta parte se complementa el banco de pruebas, y se pone en marcha el controlador para la realización de las pruebas de funcionamiento correspondientes. La implementación del banco de pruebas comprende la programación del controlador en Matlab R, y su vinculación con la plataforma de control de la tarjeta dspace R. La plataforma de control incluye el desarrollo de un ambiente gráfico por medio del cual se pueden manipular y monitorear las variables y parámetros que sean necesarios Programación de la tarjeta dspace R en simulink R Como se ha comentado anteriormente, Simulink R de Matlab R es la plataforma utilizada para la programación del controlador de corriente. Simulink R cuenta con un ambiente gráfico amigable que permite la programación visual de alto nivel. Sus bloques representan una gran variedad de funciones y herramientas preprogramadas. Es posible realizar la programación de los controladores directamente en códico C, sin embargo, el uso de bloques agiliza este proceso. Si el modelo matemático se creó con Matlab R /Simulink R, entonces se genera el código C equivalente, asi como una serie de archivos objeto, y otros necesarios para la depuración. Si el código se creó en C directamente, entonces se crean los archivos necesarios para la depuración solamente. Para ello, Matlab R /Simulink R utiliza el RTI (Real Time Interface) y el Real-Time Workshop (RTW). Debido a esta característica que hace más fácil la programación, Simulink R es una de las plataformas más extensamente utilizadas para la programación de 72

74 controladores. Diversas empresas han desarrollado librerías con funciones específicas para sus productos. Tal es el caso de la tarjeta dspace R, que instala sus librerías en Simulink R, las cuales conectan y programan directamente el DSP presente en la tarjeta. La interacción del software del controlador con la planta del sistema se da en dos sentidos: la emisión de señales que den la pauta a los dispositivos actuadores que generan estados en la planta, y la recepción de mediciones a retroalimentar para realizar el control. En las siguientes subsecciones se describe como se realizó dicha interacción Adquisición de datos sensados La adquisición de señales se realiza por medio de un ADC. El uso de un ADC de la tarjeta dspace R desde Simulink R involucra el uso del bloque llamado DS1104ADC-CN, donde N representa el número de canal que se utilizará. La figura 4.1 muestra las conexiones de los bloques ADC empleados, y sus opciones de configuración. Figura 4.1: (arriba) Bloque ADC de la tarjeta dspace R en Simulink R, (abajo) opciones de configuración. 73

75 Con la inclusión de este bloque en el entorno de Simulink R es posible adquirir una señal de voltaje (acondicionada previamente). En este caso, la señal es procedente de alguno de los conectores tipo BNC marcados como ADC en el tablero de interfaz. En total se utilizaron 4 canales. Cada conector conectado es designado a un sensor distinto. Cada señal obtenida de ellos fue pasado a través de una ganancia con el valor obtenido en la calibración característica de cada sensor. Posteriormente, esta señal fue pasada por un filtro pasa bajas con un ancho de banda ajustado a las frecuencias que se deseaban medir. La frecuencia de corte de estos filtros pasa bajas es de 1200 Hz. Se adquirieron mediciones de corriente del lado del inversor y del lado de la red, el voltaje de la red y voltaje del DC-link. Cabe aclarar que la medición de la corriente del lado de la red no es necesaria. Sin embargo, se captura para poder observarla como referencia de comparación. Finalmente, estas variables se dejaron preparadas para su uso. Para ello se envian a un bloque GOTO que transporta el valor de la variable a los bloques FROM. El bloque FROM se utiliza donde sean requeridas dichas variables dentro del mismo sistema o subsistema Emisión de PWM controlados De igual manera que los ADC, los PWM de la dspace R son activados y controlados utilizando un bloque de Simulink R. Este bloque es llamado DS1104-SL-DSP-PWM3. Este bloque corresponde a un generador de un PWM trifásico. En este caso solo se utilizan 2 canales. Este bloque recibe las funciones de ciclo de trabajo con las cuales genera la señal modulada, y la genera por medio de los pines correspondientes del conector CP18. El módulo PWM admite valores de ciclo de trabajo positivos. Por esta razón es necesario desplazar a la señal del ciclo de trabajo, originalmente alterna, por medio de un offset"de 0.5. Las señales de control requeridas por el inversor en una misma rama son 2, siendo una la negación de la otra. Por lo tanto, es posible utilizar unicamente dos generadores de PWM, con la señal de ciclo de trabajo invertida. El tercer canal sobrante es alimentado con un ciclo de trabajo de cero para su anulación. El bloque PWM cuenta con una entrada de seguridad, que al recibir un valor igual a 1, inhibe el funcionamiento del PWM. Este puerto se utiliza para implementar protecciones al sistema ante condiciones de funcionamiento anormal. Las protecciones implementadas para este proyecto fueron tres, a saber, la corriente i 1, del lado del inversor no debe sobrepasar un valor máximo i p ; el voltaje del DC-link no se debe elevar por encima de su valor máximo admitido (400V) (en el caso de un corto circuito); el botón de encendido debe estar activado, es decir, que reciba una orden humana para su funcionamiento. La protección se programó como una función personalizada de Matlab R. 74

76 La figura 4.2 muestra el bloque de Simulink R utilizado con las conexiones hacia los elementos antes decritos. Figura 4.2: Generación de los PWM con proteciones y el desplazamiento offsetïncluido. Se realizaron varios ajustes dentro de las opciones de configuración del bloque de PWM. La frecuencia de los PWM se fijó igual que la frecuencia de conmutación. Los PWM se configuraron como simétricos, con un tiempo muerto de 5 us. El uso de este tiempo muerto es muy importante debido a la limitada velocidad de conmutación de los IGBT. De no incluir el tiempo muerto se podrían provocar pequeños lapsos de corto circuito que causarían problemas de calentamiento del sistema, y pérdida de eficiencia. La modulación de la señal de salida del inversor fue unipolar de tres niveles de voltaje Construcción del controlador El controlador propuesto se encuentra encapsulado en un bloque llamado controlador de corriente. Este bloque es mostrado en la figura 4.3, en la cual se pueden observar las señales entrantes y salientes. Las señales entrantes son la corriente del lado del inversor i 1, el voltaje del DC-link v d c, el voltaje de la redv S, el valor de la potencia P y el factor de potencia reactiva Q. Las salidas son u, y la corriente de referencia i 1. 75

77 Figura 4.3: Bloque del controlador de corriente Controlador de corriente P+R y compensación de armónicos Para la implementación del controlador se realizó su discretización, es decir, se transformó el sistema que era contínuo a un sistema discreto. La siguiente figura ilustra el controlador de corriente implementado. Sus partes incluyen al controlador P+R, el generador de la corriente de referencia y el mecanismo de compensación de armónicos. Este sistema es similar al descrito en la simulación, con la diferencia de que ahora se encuentra discretizado. Esta discretización se hace visible en la función de transferencia de los osciladores armónicos de segundo orden que conforman el banco de resonantes. La salida generada u, es transportada al exterior de este bloque para ser utilizada en la generación de los PWMs. Las ganancias de la acción proporcional, y de cada uno de los resonantes se inicializan a ciertos valores, y pueden ser variadas en linea desde la interfaz de control. Notar que el valor del voltaje de la fuente DC, procedente de un ADC, se utiliza como denominador en el calculo del controlador. Este parámetro, aunque es medido podría tambien ser sustituído por el valor constante del voltaje de la fuente, en caso de ser conocido. Al igual que en la simulación, los armónicos contemplados para ser compensados son impares que van del tercero al onceavo armónico. Aunque en esta ocasión no se cuenta con un switch de desconección de las partes del controlador, las ganancias si pueden ser manipuladas desde la interfaz de control, de aqui que, para anular alguna parte, simplemente se hace cero la ganancia correspondiente. 76

78 Figura 4.4: Contenido del bloque del controlador de corriente, que incluye al controlador P+R, el generador de la corriente de referencia y el mecanismo de compensación de armónicos Corriente de referencia La corriente de referencia también fue construída de manera idéntica a la presentada en la figura 2.9. La generación de esta corriente de referencia se muestra en la figura 4.5. También fue necesario crear el FQSG, este se construyó igual que en la simulación. En las figuras 2.10 y 2.11 de la Sección 2, se muestra la estructura que conforma el FQSG. Al igual que en la simulación, los términos phi s1 y phi shat fueron construidos como se mostró en la figura Parámetros utilizados Los parámetros utilizados para realizar la implementación del controlador se introdujeron por medio de un script de inicio. Algunos otros parámetros fueron añadidos dentro de la misma 77

79 Figura 4.5: Bloque de Simulink R que genera la corriente de referencia i 1. interfaz de Simulink R. Adicionalmente, todos los parámetros que requerían poder ser variados en tiempo real, esto es, con el controlador funcionando, fueron añadidos a la interfaz de control que se explica en la sección siguiente. Los parámetros inciales del sistema fueron los siguientes: frecuencia de conmutación PWM de 10 khz, período de conmutación del PWM igual a T s = 1/f s, frecuencia de corte del filtro pasa bajas de 1200 Hz. Parámetros para la generación de la referencia. Voltaje de la red de 50 VRMS (este parámetro corresponde al valor medido de la fuente de voltaje alterna utilizada); voltaje pico de la red v SP = v SRMS sqrt2; potencia inicial y potencia reactiva inicial (ambas controlables desde el ControlDesk) de 0 W y 0 VAR, respectivamente. 78

80 Parámetros del controlador PR y del HCM Ganancia proporcional inicial (controlable desde el ControlDesk) de 1; ganancias iniciales de 0 para todos los filtros resonantes desde el primero al onceavo armónico (todas ellas controlable desde el ControlDesk) Parámetros del F-QSG (Fundamental Quadrature Signal Generator) Ganancia del FQSG de 100/fs Control Desk El Control Desk. es el entorno de configuración de la tarjeta dspace R. Por medio de esta interfaz es posible programar, vincular y modificar en tiempo real el software del microcontrolador de la dspace R. Este entorno permite también realizar la carga de un programa hacia el microcontrolador. Dentro de Control Desk es posible crear una interfaz gráfica que permite modificar en tiempo real los parámetros de un controlador a conveniencia. Es así como se creó la interfaz gráfica personalizada por medio de la cual se controlan los parámetros del controlador de corriente. Adicionalmente, es posible visualizar de diversas maneras las variables internas y externas (las que son medidas e introducidas por medio de ADC). La interfaz gráfica construida en este trabajo se muestra en la figura 4.6. Se puede ver que se cuenta con un radio-button", el cual permite únicamente dos estados, a saber, encendido y apagado. El estado inicial de este radio-button. es apagado. La potencia inicia con 0 W, de manera que, aunque se encienda el botón, no se inyecta corriente alguna a la red. Los parámetros del sistema se pueden mover a conveniencia antes o durante la inyección de corriente. En esta interfaz se monitorean las variables i 0, i 1, v S, y v DC. Estas variables se grafican utilizando un elemento llamado xyplot, mismo que es vinculado a la medición de dichas variables. Para la realización de la vinculación de las variables con los elementos del entorno gráfico, es suficiente utilizar la función drag and drop"(arrastrar y soltar). Esto es, se arrastran las variables que se quieren asignar sobre el elemento correspondiente. Estas variables se encuentran disponibles en el árbol llamado Model Root", que muestra todas los elementos que almacenan valores en el sistema. Ver figura

81 Figura 4.6: Interfaz del entorno Control Desk de dspace R. Se muestran los parámetros variables del sistema, y la visualización de algunas variables medidas. Figura 4.7: Interfaz del entorno Control Desk llamado Model Root para la asignación de variables a elementos gráficos. 80

82 Capítulo 5 Resultados 5.1. Resultados de la simulación A continuación se presentan los resultados obtenidos de la simulación Señal distorsionada En la figura 5.1 se muestra el gráfico de la señal de voltaje generada por medio del bloque generador del voltaje distorsionado de la red. En este gráfico se puede observar que la señal distorsionada (azul) posee diversos componentes armónicos de hasta el onceavo orden. En esta gráfico también se presenta la señal de voltaje producida por el estimador de la componente fundamental (verde), que se puede observar en fase con la señal distorsionda entrante Extracción de la componente fundamental y de cuadratura En la figura 5.2 se puede observar nuevamente la componente fundamental de voltaje obtenidas por medio del FQSG, así como una señal llamada ˆϕ desfasada 90 o respecto de la componente fundamental. Se puede observar que ambas funciones tienen la misma amplitud que corresponde a la amplitud de la componente fundamental de la señal de voltaje Generación de la corriente de referencia i 1, su seguimiento, y la inyección de corriente i 0 a la red. Como ya se ha descrito anteriormente, la corriente de referencia i 1 es la principal aportación de este controlador. Esta corriente fue calculada en secciones anteriores. En esta sección se presenta su implementación en simulación. Los resultados obtenidos muestran una corriente de referencia que se genera a partir de la obtención de las componentes armónicas de la 81

83 Figura 5.1: Voltaje de la red con distorsión armónica (azul), y (verde) estimado de la componente fundamental de la señal de voltaje v S,1. Figura 5.2: Obtención de la componente fundamental y la componente en cuadratura de la señal de voltaje distorsionado señal de voltaje, y cuya forma no es una sinusoidal pura. En los gráficos siguientes se presentan diversos casos en los que se muestra la corriente de referencia, y el seguimiento de ella por parte de la corriente que pasa por el inductor del lado del inversor. También se muestra la corriente i 0 para cada un de los casos con su respectiva referencia. Controlador proporcional El primer controlador en ser implementado incluyó únicamente un control proporcional. Como se muestra en la figura 5.3, con el control proporcional es posible realizar cierto seguimiento 82

84 de la corriente de referencia del lado del inversor i 1. Sin embargo, existe cierto desfasamiento entre ambas curvas. Cabe destacar que la forma de la corriente de referencia del lado del inversor no corresponde a una sinusoidal, en vez de eso se puede observar una referencia ruidosa y deforme como era de esperarse. Del lado de la red se puede ver que la corriente de referencia si es una sinusoidal pura. Sin embargo, con el simple control proporcional se puede ver que no se alcanza la referencia pues se tiene cierto desfase de la corriente inyectada. Adicionalmente es posible observar que el contenido armónico de la corriente i 0, es muy elevado. Figura 5.3: Respuesta del seguimiento de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas. Controlador P+R La figura 5.4 muestra la respuesta del controlador P+R, esto es, el esquema de control incluye la parte del filtro resonante. En cuanto se pone en marcha la parte proporcional del controlador se puede observar que aparece sobreimpulso muy pequeño. Enseguida de este pequeño transitorio, se corrige poco a poco el desfase que existía con el controlador proporcional simple. En el estado estable se observa que la corriente i 0 ya está en fase con su respectiva referencia. Sin embargo, la corriente del lado del inversor no alcanza con precisión su referencia. Compensación de armónicos El siguiente evento en la simulación fue la activación del mecanismo de compensación de armónicos. Los armónicos compensados son los armónicos impares del 3 al 11. La figura

85 Figura 5.4: Respuesta transitoria al añadir la componente resonante del controlador P+R. (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas. presenta el estado transitorio a partir del instante en que entra en marcha el mecanismo de compensación de armónicos en t=2s. En esta figura se pueden observar varios picos de sobre impulso sobre las componentes armónicas en las corrientes i 0 e i 1. Estos picos se reducen hasta llegar al estado estable mostrado en la figura 5.6. En esta figura se observa una reducción sustancial de la distorsión armónica en la corriente inyectada a la red. Notar que el seguimiento hacia la corriente de referencia ideal es bastante aproximado. También es posible observar que se tiene un seguimiento fiel de la corriente de referencia del lado del inversor. Cambios de potencia Para observar el comportamiento del controlador ante cambios de potencia, se varia la potencia inyectada aumentándola y disminuyéndola abruptamente. Para notar con mayor claridad los efectos, se procura hacer un cambio sustancial. En la figura 5.7, se observa un incremento en las corrientes como consecuencia de dicho cambio en la potencia. Se observa que la corriente se incrementa al doble, y que el estado transitorio es casi imperceptible. El cambio y seguimiento de la corriente de referencia es prácticamente inmediato. La figura 5.8 presenta el caso inverso, esto es, se realiza un decremento en la potencia inyectada a la red. En este caso, la referencia de corriente se modifica nuevamente, y el controlador garantiza el seguimiento logrando el cambio en la amplitud de la corriente inyectada casi en forma inmediata. Comparación de la corriente inyectada i 0 con la componente fundamental de voltaje. 84

86 Figura 5.5: Respuesta transitoria al añadir el compensador de armónicos (HCM) de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas. Figura 5.6: Estado estable al añadir el compensador de armónicos (HCM) y funcionando con el controlador P+R. Las referencias de corriente están representadas en color verde y las corrientes en color azul. En la figura 5.9 se muestra la comparación entre la corriente inyectada con la componente fundamental de voltaje de la red. Esta comparación denota que la corriente inyectada a la red se encuentra en fase con la componente fundamental del voltaje de la red. Esta concordancia indica una correcta inyección de potencia a la red. Para efectos prácticos, el voltaje fue escalado utilizando un factor de 0.2. De esta manera se puede visualizar la comparación entre el voltaje y la corriente con más facilidad y claridad. 85

87 Figura 5.7: Respuesta transitoria ante un incremento de potencia de 1 kw a 2 kw de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas. Figura 5.8: Respuesta transitoria ante un decremento de potencia de 2 kw a 1 kw de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas. Inyección de potencia reactiva En el Capítulo 2 se planteó que este controlador tendría la capacidad de inyectar potencia reactiva. Durante la construcción de la simulación se añadió esta característica. Los resultados obtenidos al activar la inyección de potencia reactiva muestran un desfasamiento entre la corriente inyectada del lado del inversor con respecto al voltaje de la red. Cabe recalcar que 86

88 Figura 5.9: Comparación entre (verde) la componente fundamental de voltaje de la red (escalada al 20 %) y (azul) la corriente inyectada i 0. este efecto es controlado por la corriente de referencia i 1. Esto provoca que se desfase, a su vez, la corriente inyectada cuando se modifica el parámetro de referencia de la potencia reactiva. Este parámetro multiplica el término que añade la inyección de la corriente reactiva, y su efecto se puede ver en la figura El controlador garantiza el seguimiento de la referencia de corriente, lo cual provoca de manera indirecta la modificación de la corriente inyectada del lado del inversor. Figura 5.10: Respuesta transitoria durante la inyección de potencia reactiva de (arriba) i 1 hacia i 1, y (abajo) i 0 hacia i 0. (azul) Las referencias de corriente, y (verde) las corrientes medidas. Los resultados presentados en esta sección confirmaron el buen desempeño del controla- 87

89 dor propuesto, lo que permite pasar a la siguiente etapa de implementación física del prototipo Resultados experimentales En esta sección se presentan los resultados obtenidos del montaje experimental bajo el control propuesto para realizar la inyección de corriente a la red eléctrica. La inyección de corriente se realizó con un voltaje de entrada en el DC-link de 100 V, y con un voltaje de alterna de 50 V RMS. A continuación, se presentan los resultados obtenidos de la operación del prototipo ante diversas condiciones de operación. Estas condiciones permiten observar y validar el funcionamiento del controlador propuesto Señal distorsionada Como se mencionó en la Sección 3.4.3, se utilizó una fuente de voltaje alterna distorsionada. Esto con la finalidad de demostrar el buen funcionamiento del controlador a pesar de las condiciones de distorsión. La señal de voltaje distorsionada se muestra en la figura Se puede observar que la señal de voltaje tiene una forma que dista mucho de una forma sinusoidal pura. Para observar con claridad el contenido armónico presente en el voltaje de la red se utiliza el cálculo de la transformada rápida de Fourier (FFT) de un osciloscopio. El espectro de frecuencias se puede ver en la Figura 5.11: Señal procedente de la fuente de voltaje distorsionado proveniente de la red eléctrica. 88

90 Figura 5.12: Transformada rápida de Fourier de la fuente de voltaje distorsionado proveniente de la red eléctrica. Utilizando los valores medidos de la transformada de fourier se realizó el cálculo de la THD, cuyo valor es de %. Los valores RMS de la distorsión armónica se presentan en la tabla Inyección de corriente con control proporcional Como se mencionó en la Sección 3.6, el paso siguiente para la inyección de corriente consistió en aumentar la potencia inyectada hasta llegar a 250 W. El esquema de control utiliza unicamente la acción proporcional. La ganancia utilizada para el control proporcional de 5. El efecto resultante se muestra en la figura Se puede ver que la señal de corriente no se encuentra en fase con la señal de voltaje y que su amplitud es pequeña. 89

91 Tabla 5.1: Componentes armónicos de la señal de voltaje distorsionada. Harmónico Amplitud [VRMS] Figura 5.13: Inyección de corriente a la red utilizando unicamente la parte proporcional del controlador. Respuesta de (azul) la señal de corriente inyectada medida, y (azul) la señal de voltaje de la red Inyección de corriente con control P+R A continuación se presentan los resultados obtenidos de la adición del filtro resonante, con lo que se conforma el control P+R, sin realizar compensación de armónicos. Se puede observar un amento en la amplitud de la corriente inyectada. También se observa un corrimiento en la fase. Este corrimiento le permite a la corriente acercarse más a estar en fase con el voltaje de la red. La ganancia utilizada para el controlador resonante es γ 1 =100. A pesar de esta mejora, se puede apreciar que la corriente inyectada es de muy mala calidad pues aun éstá distorsionada por diversos armónicos. Se realizó la medición de los armónicos presentes en ella utilizando la FFT, y se calculó la THD de la corriente inyectada. Ver figura El cálculo de la THD en la corriente del lado de la red es de Los valores 90

92 Figura 5.14: Inyección de corriente utilizando el controlador P+R. Respuesta de (azul) la señal de corriente inyectada medida, y (azul) la señal de voltaje de la red. RMS de la distorsión armónica se presentan en la tabla 5.2. Tabla 5.2: Componentes armónicos de la señal de corriente i 0 bajo el control P+R sin compensación de armónicos. Harmónico Amplitud [ARMS] Inyección de corriente con control P+R y con el HCM activado La siguiente etapa de prueba comprende la activación del compensador de armónicos. Para realizar la compensación de armónicos se activaron uno a la vez los bancos de resonantes. El primer resonante que se activó fue el que compensa el tercer armónico. El efecto producido por la adición de este resonante mostró una clara mejoría en la forma de la corriente inyectada. De hecho, este efecto fue mucho más claro al activar este resonante que al activar los resonantes restantes. La figura 5.16 muestra la forma de la corriente inyectada a la red cuando se activa la 91

93 Figura 5.15: FFT de la corriente inyectada utilizando el controlador P+R. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red. compensación del tercer armónico. Esta corriente ya muestra una forma más parecida a una corriente sinusoidal. Más aún, se observa un apropiada compensación de la fase. La ganancia utilizada para la compensación del tercer armónico fue de γ 3 =250. La figura 5.17 muestra la FFT de la corriente del lado de la red al activar la compensación del tercer armónico. Comparando con la figura 5.15 se puede observar una clara la atenuación del tercer armónico. De hecho, se observó una atenuación de 31.6 db aproximadamente. El error entre el desfase de la corriente genera un problema importante al querer realizar la atenuación de armónicos de mayor nivel. Notar la falta de coincidencia en el cruce por cero evidenciado en la figura Para solucionar este problema se realizó un corrimiento en la referencia de corriente del lado del inversor, ya que esta corriente es la responsable de la supresión de armónicos. La reducción de armónicos involucra la adición de pulsos supresores de picos (notches). Sin embargo, la corriente de referencia tiene un pequeño desfasamiento. Este desfasamiento se debe, en parte, al retardo de muestreo que atrasa un ciclo de trabajo 92

94 Figura 5.16: Señal de corriente luego de compensar el tercer armónico. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red. la corriente. Otro factor que influye es que, la corriente de referencia i 1 tiene una dependencia directa de los parámetros del sistema. Asi, la incertidumbre en los parametros puede afectar el comportamiento de la referencia. Por ejemplo, para el caso de los inductores se puede tener un valor diferente de inductancia si se mide la respuesta de la inductancia a una frecuencia diferente. Esto genera que los notches sean aplicados en el momento erróneo, causando asi inestabilidad al sistema e incluso causando la inyección de armónicos. La solución propuesta a esta problemática consiste en realizar un pequeño corrimiento en la referencia de corriente del mismo modo en el que se realiza la modificación de la corriente de referencia para la inyección de potencia reactiva. Una vez realizada esta corrección se procedió con la activación de los siguientes compensadores de armónicos del 5 al 11. Las ganancias utilizadas para los compensadores de armónicos del 5 al 11 fueron las siguientes: γ 5 = 250, γ 7 = 250, γ 9 = 200, γ 1 1 = 250. Los resultados obtenidos se muestran en las figuras 5.18 y El cálculo de la THD en la corriente del lado de la red resulta ser THD=1.57. Esto es, la reducción porcentual de la THD luego de realizar la compensación de todos los armónios va de 38.8 % a 1.57 %. Los valores RMS de la distorsión armónica se presentan en la tabla Prueba ante cambio de potencia Al igual que en la simulación, se realizaron pruebas para observar la respuesta transitoria del controlador ante cambios abruptos de potencia. Para las pruebas realizadas con el prototi- 93

95 Figura 5.17: FFT de la señal de corriente luego de compensar el tercer armónico. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red. po el escalón de potencia fue de 50 W (mas pequeño que en la simulación). A continuación se muestran estos experimentos, y sus efectos en la inyección de corriente. En la primera prueba se realizó un cambio de potencia de 220 W a 270 W, los resultados de este estado transitorio se muestran en la figura La prueba de reducción de potencia se muestra en la figura Notar que la oscilación tarda 6 ciclos para alcanzar un estado estable. Pasados esos ciclos la oscilación del controlador es despreciable Inyección de potencia reactiva Al igual que en la simulación, también se realizó la prueba de inyección de potencia reactiva. Con esta prueba se pudo comprobar la posibilidad de inyección de potencia reactiva utilizando este controlador. El parámetro Q mencionado en la ecuación (2.23) determina la cantidad de potencia reactiva que se desea inyectar. Este parámetro se programó para poder 94

96 Figura 5.18: Señal de corriente luego de compensar todos los armónicos del 3 al 11. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red. Tabla 5.3: Componentes armónicos de la corriente i 0 con compensación de los armónicos 3 al 11. Harmónico Amplitud [ARMS] modificarse en tiempo real utilizando la interfaz de control. Cabe mencionar que la cantidad de potencia reactiva inyectada no fue cuantificada en ningún momento debido a que no es uno de los objetivos de este trabajo de investigación. Esta investigación únicamente corroboró que el controlador pudiera desfasar la corriente inyectada de manera controlada con respecto al voltaje de la red eléctrica. Debido al uso de la fuente de voltaje mostrada en la figura 3.19, se tenía una red cuya amplitud de voltaje se podía mover en función de la corriente inyectada. Por esta razón solo se podía inyectar potencia reactiva dentro de cierto margen. La figura 5.22 muestra la prueba de inyección de potencia reactiva. En esta figura se puede observar que, como consecuencia de la inyeccón de potencia reactiva, aparece un defasamiento entre la señal de voltaje y la corriente inyectada de 51.3 grados. 95

97 Figura 5.19: FFT de la señal de corriente luego de compensar los armónicos del 3 al 11. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red. Figura 5.20: Respuesta transitoria de la corriente del lado de la red cuando se realiza un incremento de potencia de 220 W a 270 W. 96

98 Figura 5.21: Respuesta transitoria de la corriente del lado de la red cuando se realiza un incremento de potencia de 220 W a 270 W. Figura 5.22: Inyección de potencia reactiva. (azul) La corriente inyectada, y (azul) la señal de voltaje de la red. La capacidad del controlador para inyectar potencia reactiva lo habilita para participar en el control de voltaje de la red eléctrica. Lo anterior representa una ventaja adicional de este controlador. Aunque este no formaba un objetivo inicial de este trabajo es considerado un logro adicional, y es importancia hacer mención. 97

99 Coonclusiones A continuación se presentan las conclusiones obtenidas con este trabajo de investigación. La conclusión principal de este trabajo es que el método de control y el modelado del voltaje de la red utilizados son adecuados para lograr la correcta inyección de corriente a la red eléctrica. Esto se pudo comprobar mediante simulaciones y posteriormente mediante su implementación física. De acuerdo a los resultados obtenidos se puede concluir que el controlador propuesto supera a los reportados anteriormente, los cuales fueron citados en las referencias [4-6]. Con respecto a los reportados por Twining et al. 2009, y Liserre et al. 2006, presenta una mejora, ya que este controlador únicamente requiere de la medición de 2 variables de estado. Con respecto a los resultados reportados por Teodorescu et al. 2004, tiene una ventaja pues a diferencia de esos resultados, la corriente inyectada por medio del controlador propuesto no tiene deslizamientos notables de fase e incluso se puede ajustar a conveniencia. Estos resultados son asociados al correcto diseño de la corriente de refererencia i 1, parte medular de este controlador. Sobre el prototipo, en el cual se ralizaron las pruebas, se concluye que se logró crear un prototipo robusto y versátil, que tiene la capacidad de poner a prueba diversos controladores y topologías. Se estima que este prototipo servirá como base para realizar pruebas de otros controladores en investigaciones posteriores. Se pudo comprobar que el mecanismo de compensación de armónicos propuesto funciona de manera adecuada para reducir los armónicos de baja frecuencia. Esta afirmación está soportada en los resultados obtenidos del cálculo de la THD cuyo porcentaje disminuyó de 38.8 %, sin el uso del HCM, a 1.57 %, cuando se compensaron los armónicos del tercero al onceavo. 98

100 Debido a que el controlador fue sometido a diversos cambios de potencia, se pudo verificar su funcionamiento en estas situaciones, y se pudieron observar sus estados transitorios. Sin embargo, resta aún la realización de pruebas futuras para pruebar el controlador a mayores potencias y voltajes. También se considera la realización de un estudio para la optimización de los parámetros de sintonización del controlador. Aunque fuera de los objetivos de esta investigación, se pudo concluir que, utilizando el modelo planteado del voltaje de la red en conjunto con el FQSG, es relativamente trivial realizar la inyección de potencia reactiva. Para ello basta con construir las referencias de corriente adecuadas que permitan añadir un término para la manipulación del deslizamiento de la fase de la corriente inyectada. 99

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103 Figura 5.23: Diagrama esquemático de la tarjeta de disparo. 102