Antena microstrip de polarización circular

Transcripción

1 Antena microstrip de polarización circular PTFE sustrate, S band Julio Santana Diciembre - 200

2 Índice Antenas microstrips Estructura de la antena

3 Índice Antenas microstrips Estructura de la antena 2 Sustrato

4 Índice Antenas microstrips Estructura de la antena 2 Sustrato 3 Híbrido 90 o Características Análisis por excitaciones par impar Lineas de transmisión simulación circuital

5 Índice Antenas microstrips Estructura de la antena 2 Sustrato 3 Híbrido 90 o Características Análisis por excitaciones par impar Lineas de transmisión simulación circuital 4 Medición ondas estacionarias Setup propuesto Características dispositivos

6 Índice Antenas microstrips Estructura de la antena 2 Sustrato 3 Híbrido 90 o Características Análisis por excitaciones par impar Lineas de transmisión simulación circuital 4 Medición ondas estacionarias Setup propuesto Características dispositivos 5 EL porqué antenas de polarización circular

7 Figura: Vista transversal antenna. Figura: Antena microstrip real Bajo peso Dimensiones reducidas Pueden ser embebidas con otros dispositivos

8 Figura: Vista transversal Figura: Voltaje(U), Corriente(I), antenna. Impedancia(Z) Modo transversal magnético solo componentes E ẑ, Hˆx y Hŷ Modos fundamentales TM en cuadratura espacial Frecuencia de resonancia cercana a 0,49 λ 0 ɛ r Modelo cavidad resonante, los campos de las franjas actuan como cavidades resonantes

9 Estructura de la antena TX / RX Reflected Power Load Figura: Esquema de la antenna Híbrido 90 o mejora relación axial Entrega potencia dividida 3db con desface 90 o Carga disipa potencia reejada por la antenna

10 Baja tangente de pérdidas Estabilidad mecánica Baja constante dieléctrica Espesor adecuado ancho de banda PTFE Sustrate (Sustrato de teón) Parámetro Valor Company Taconic Type TLX-9 ɛ r 2.53 tan δ@0ghz Base Material PTFE Dimensions 2x8 inch Thickness to 0.922"

11 Características Híbrido 90 o Figura: Híbrido Branch Line. Desfase en cuadratura 90 o en puertos 2 y 3 El puerto 4 esta llamado aislado no recibe potencia del puerto La potencia reejada en el puerto 2 y 3 se disipan mediante una carga en el puerto aislado (puerto 4)

12 Análisis por excitaciones par impar Circuito del híbrido Normalizamos las lineas de transmisión por Z 0, y consideramos una onda onda sinusoidal de amplitud a la entrada del híbrido, puerto. A = 2 B B 2 B 4 2 B 3 Figura: Diagrama circuital.

13 Análisis por excitaciones par impar Simetría par Plano de simetría par Dos fuentes de mitad de la amplitud Corriente I = 0 y Voltaje máximo en la linea de simetría +/2 2 +/2 Line of Symmetry I = O V = max 2 Figura: Excitaciones sinusoidal pares.

14 Análisis por excitaciones par impar Separación en dispositivos de 2 puertos AL tener corriente I = 0 se considera como linea de transmisión en circuito abierto Con largo equivalente a la mitad del transformador λ/4 Ahora es un dispositivo de dos puertos, denimos Γ even, T even +/2 2 even even +/2 2 Open Circuited Stub( 2 Separate 2 ports )

15 Análisis por excitaciones par impar Simetría impar Dos fuentes con voltaje con desface 80 o Corriente máxima, voltaje cero +/2 2 -/2 Line of Antisymmetry 2 I = max V = 0 Figura: Excitaciones sinusoidal impares.

16 Análisis por excitaciones par impar Simetría impar Corriente máxima corto circuito linea de transmisión equivalente a λ/8 Γ odd coeciente de reexión modo impar, T odd transmisión impar. +/2 2 Odd odd -/2 2 Short Circuited Stub( 2 Separate 2 ports ) Figura: Excitaciones sinusoidal impares.

17 Análisis por excitaciones par impar Salidas para los puertos Dado que el circuito es lineal podemos sumar ambos modos par e impar para dejar solo una fuente en el puerto y anular la excitación en el puerto 4 B = 2 Γ e + 2 Γ o B 2 = 2 T e + 2 T o B 3 = 2 T e 2 T o B 4 = 2 Γ e 2 Γ o

18 Análisis por excitaciones par impar Útil para caracterización de redes de dos puertos, la conexión en cascada puede escribirse como multiplicación de matrices ABCD. Figura: Red de dos puertos. Matriz ABCD [ V I ] [ A B = C D ] [ ] V2 I 2

19 Análisis por excitaciones par impar Dividimos el dispositivo de cuatro puertos en 3 componentes Stub λ/8 short-circuited, Transformador λ/4, Stub λ/8 short-circuited [ ] [ ] A B 0 = C D Y Impedancia de entrada linea de transmisión de genérica Z in = Z 0 Z L + jz 0 tan(βl) Z 0 + jz L tan(βl) () Para el modo par tenemos circuito abierto o sea Z L = Z open = jz 0 cot(βl) (2) Y = j tan(βl) Z 0 (3)

20 Análisis por excitaciones par impar Reemplazamos l = λ/8, Z 0 = en ec. 3 Y = j, ahora la matriz ABCD del stub resulta [ ] [ ] A B 0 = C D j Matriz ABCD para linea de largo l y β [ ] [ A B cos(βl) jz0 sin(βl) = C D jy 0 sin(βl) cos(βl) con l = λ/4 y Z 0 = tenemos 2 [ ] A B = [ j C D 2 j ] ] (4)

21 Análisis por excitaciones par impar En resumen para el modo par tenemos [ ] [ ] [ ] [ A B 0 0 j/ 2 = C D j j j ] = [ 2 j ] j even reemplazamos en las formulas para convertir a parámetros s ij Matriz ABCD a parámetros S Γ = A + B C D A + B + C + D = 0 (5) 2 T = A + B + C + D = ( + j) (6) 2 Γ even = 0 T even = 2 ( + j)

22 Análisis por excitaciones par impar De manera similar para el modo impar tenemos que los stub están en corto circuito por lo que Z short = jz 0 tan(βl) (7) Y = j cot(βl) Z 0 (8) Rcon l = λ/8, Z 0 = en ec. 5 Y = -j, ahora la matriz ABCD del modo impar [ A B C D ] = [ 0 j ] [ 0 j/ 2 j 2 0 ] [ 0 j ] = [ j 2 j ] odd

23 Análisis por excitaciones par impar Reemplazamos en las formulas 7 y 6 Γ odd = 0 T odd = 2 ( j) B = 0, el puerto esta adaptado B 2 =, mitad de potencia, desface 90 o B 3 = j 2 2, mitad de potencia, desface 80 o B 4 = 0, no hay potencia en el puerto 4

24 Análisis por excitaciones par impar Matriz S V V 2 V 3 V 4 Reemplazando = Γ T 2 T 3 0 T 2 Γ2 0 j T 3 0 Γ3 0 T 42 T 43 Γ4 V + V + 2 V + 3 V + 4 Matriz de dispersión del híbrido 90 o [S] = 2 0 j j j j 0

25 Lineas de transmisión Figura: Linea de transmisión micristrip. La constante diélectrica efectiva se puede aproximar por ɛ e = ɛ r + 2 ɛ r + 2 (9) + 2h/W la constante dieléctrica de un medio homogéneo que reemplaza las regiones del dieléctrico y el aire en la linea microstrip

26 Lineas de transmisión W h = donde { 8e A [ B ln(2b ) + e 2A 2 2 π { }] ɛr 2ɛ r ln(b ) + 0,39 0,6 ɛ r A = Z 0 ɛr + + ɛ { r 0,23 0, } 60 2 ɛ r + ɛ r if W h < 2; if W h > 2. (0) y el largo lo calculamos por B = 377π 2Z 0 ɛr l = θ(π80) ɛe k 0 ()

27 simulación circuital Simulación circuital Simulaciones en software Ansoft Designer Lineas de transmisión se especican por dimensiones físicas Frecuencia de sintonización 2437 Mhz, canal 6, Wi Figura: Diseño circuital del híbrido.

28 simulación circuital Simulación planar EM Figura: Layout del híbrido. Figura: Resultado simulación electromagnética

29 Ondas estacionarias La medición del roe (VSWR) Voltage Standing Waves Ratio nos estrega el ancho de banda de operación del dispositivo Γ = V V + (2) = Z in Z 0 Z in + Z 0 (3) VSWR = + Γ Γ Potencia que no llega a la antena por desajuste de impedancias (4) ML db = 0 log 0 ( Γ 2 ) (5)

30 Potencia de retorno ( ) Pr RL db = 0 log 0 P i (6) = 20 log 0 (Γ) (7) P r corresponde a la potencia reejada y P i la potencia incidente

31 Setup propuesto Medición ondas estacionarias (Reectómetro) V Reected V Incident = Γ ± D Γ Γ, si D D Uso de copla Bidireccional Permite tomar muestra de señal inyectada y señal reejada Matriz de dispersión de una copla direccional Ideal [S] = 2 0 C 2 jc 0 C jc jc 0 0 C 2 0 jc C 2 0 Copla direccional real tiene aislación no ideal y los parámetros están acoplados, C: factor de acoplamiento.

32 Setup propuesto Setup Mediciones Synthesizer Power meter Reflected power Coupled power Power meter Load

33 Características dispositivos Parámetros copla bidireccional Coplas Bidireccionales Mini-Circuits ZABDC20-252H+, rango de frecuencias de operación de 800 a 2500 Mhz. Figura: Directividad. Figura: Perdidas por retorno

34 Perdidas por acoplamiento entre antenas PLF PLF(Polarization Loss Factor) mide perdidas por alineación no óptima entre antennas, Es cuando se tiene el máximo acomplamiento, 0 e PLF e PLF = ê i ê r 2 (8) Donde ê i es el vector de campo incidente y ê r es el vector de campo recibido, Ē i = ê i E i e jkl, Ē r = ê r E r e jkl

35 Antena lineal y circular Antena linealmente polarizada ê i = jŷ, y otra circularmente polarizada LHCP ê i = (ˆx + jŷ). 2 Entonces e PLF = (ˆx + jŷ) jŷ 2 2 = 2 3db Con lo que tenemos una perdida de la mitad de la potencia al usar el par lineal circular

36 Par antenas lineales con misma orientación Antenas linealmente polarizadas ê i = jŷ. Cuando estas están alineadas perfectamente, que corresponde al primer caso, entonces e PLF = jŷ jŷ 2 = 0db Se tiene que la antena es capaz de acoplar toda la energía posible. Ahora analizamos el peor caso que corresponde a cuando estas están rotadas en 90 o.

37 Antenas lineales rotada 90 o Ahora analizamos el peor caso que corresponde a cuando estas están rotadas en 90 o. e PLF = ˆx jŷ 2 = 0 db En este caso no recibimos nada de energía por lo cual el uso de antenas linealmente polarizada no es una opción.

38 Bibliografía Girish Kumar, K. P. Ray, Broadband Microstrip Antennas, Artech-house, Ramech Garg, Prakash Barthia, K. P. Ray, Microstrip Antenna Design Handbook, Artech-house, 200. J. R. James & P. S. Hall, Handbook of Microstrip Antennas, IEE ELECTROMAGNETIC WAVES SERIES, 989. Javier Bará Temes, Circuitos de microondas con líneas de transmisión, Ediciones UPC. David M. Pozar, Microwave and RF Wireless Systems, Wiley 200