CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC CON TIRISTORES DE POTENCIA

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1 CIRCUITOS CONVERTIDORES AC-AC CON TIRISTORES DE POTENCIA Los convertidores AC-AC tienen las siguientes aplicaciones: Control de potencia: Se mantiene la frecuencia constante (la misma de la red de alimentación, 60 Hz) pero se varía el voltaje eficaz aplicado a la carga con el propósito de controlar la potencia que esta consume. A estos circuitos se les conoce como controladores de fase y sus principales aplicaciones son la calefacción industrial y el control de iluminación de luces. Sólo dejar control de iluminación, la parte de luces es redundante Control de frecuencia: Se les denomina cicloconvertidores, cuya función es convertir potencia AC de una determinada frecuencia en otra potencia AC de otra frecuencia diferente, menor que la primera. La aplicación de esta conversión AC-AC es principalmente la variación de la velocidad de los motores de inducción. CONTROL DE FASE MONOFÁSICO El propósito es controlar el voltaje, la corriente y la potencia que entrega una fuente de AC a una carga AC. La figura 78, muestra los circuitos de este tipo de controlador de fase monofásico con base en SCR y TRIAC, como también la forma de onda del voltaje en la carga. Obsérvese que esta onda no tiene valor DC, ya que es totalmente simétrica, debido a que los disparos de las puertas de los tiristores se hacen con un defasamiento de 180 (π radianes). Si la carga es puramente resistiva, la corriente por el circuito se encuentra en fase con el voltaje de carga. En la mayoría de las aplicaciones industriales la carga es puramente resistiva ya que lo que se controla es calor o intensidad lumínica proveniente de un filamento de una bombilla incandescente. 1

2 T1 T2 FUENTE AC CIRCUITO CONTROL CARGA AC FUENTE AC CIRCUITO CONTROL CARGA AC CONTROL AC CON DOS SCR CONTROL AC CON TRIAC VOLTAJE APLICADO A LA CARGA (Vo) DISPARO PUERTA T2 (π+α) DISPARO PUERTA T1 (α) ANGULO DE DISPARO (α) ANGULO DE CONDUCCION (θ) Figura 78. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico El valor eficaz o RMS sobre la carga, se calcula a partir de la forma de onda de Vo, de la siguiente manera: 2 V RMS = 2π π [ α ] 1/2 ( Vm sen ωt ) 2 dωt = Vm/ 2 (1/π(π - α + (sen2α)/2)) 1/2 ; (ECUACION 43) 2

3 Variando el ángulo de disparo α, desde 0 hasta π, se puede variar el VRMS de la carga desde Vm/ 2 hasta 0 voltios respectivamente y así de esta manera se varía la potencia en la carga R, ya que la potencia es: P = VRMS 2 / R. La figura 79 muestra un circuito de control de fase monofásico, cuyo tiristor es un TRIAC y el circuito de control de disparo de puerta, permite control de potencia de la carga desde un 5% a un 95%. En este circuito con R3 se ajusta el mínimo ángulo de disparo posible (95% de potencia). R1 consiste en un potenciómetro lineal de eje con el cual se varia el ángulo de disparo, es decir que α = f(r1). Figura 79. Convertidor AC-AC. Control de fase monofásico con TRIAC 3

4 CONTROL DE FASE TRIFASICO Introducción La figura 80, muestra el convertidor AC-AC trifásico, alimentando cargas resistivas conectadas en estrella. Estos circuitos simétricos son bastante empleados porque no generan tensiones DC y un menor contenido de armónicos (explicar qué son armónicos). La secuencia de disparo de los tiristores es T1, T2, T3, T4, T5, T6. Para que fluya la corriente a través del controlador de corriente, por lo menos dos tiristores deben conducir. Si todos los dispositivos fueran diodos, tres diodos conducirían simultáneamente siendo el ángulo de conducción de cada uno de ellos de 180. Recordando las ecuaciones que definen los voltajes de fase: VRN = Vm sen ωt VSN = Vm sen (ωt - 2π/3) VTN = Vm sen (ωt - 4π/3) Los voltajes de línea son los siguientes: VRS = 3 Vm sen (ωt + π/6) VST = 3 Vm sen (ωt - π/2) VTR = 3 Vm sen (ωt - 7π/6) T1 T4 R r R T3 T6 N S s R n T5 T2 T 4 t R

5 Figura 80. Convertidor AC-AC. Control de fase trifásico con SCR Dibujar la forma de onda del voltaje de fase en el lado de la carga es bastante complejo. A continuación se describe los valores que toma Vrn en un ciclo, para un ángulo de disparo α = 60 : 0 < ωt < 60 : Vrn = 0; No conduce ningún tiristor 60 < ωt < 120 : Vrn = 0.5 VRS; Conducen T1, T3 120 < ωt < 180 : Vrn = 0.5 VRT; Conducen T1, T5 180 < ωt < 240 : Vrn = 0; No conduce ningún tiristor 240 < ωt < 300 : Vrn = 0.5 VRS; Conducen T4, T6 300 < ωt < 360 : Vrn = 0.5 VRT; Conducen T4, T2 En este tipo de convertidor AC-AC el rango del ángulo de disparo es: 0< α < 150. El voltaje de salida RMS para la fase r, Vrn, del lado de la carga es: Para 0< α < 60 : 1 V RMS = 2π 2π [ 0 ] 1/2 Para 60 < α < 90 : 1 V RMS = 2π [ ] 1/2 ( Vrn ) 2 dωt = 3 Vm 1/π(π/6 α/4 + (sen2α)/8) ; 2π [ 0 ] 1/2 (ECUACION 44) [ ] 1/2 ( Vrn ) 2 dωt = 3 Vm 1/π(π/12 + (3 sen2α)/16 + ( 3 cos2α)/16) ; (EC. 45) Para 90 < α < 150 : [ ] 1/2 2π 0 [ ] 1/2 1 V ( Vrn )2 RMS = dωt = 3 Vm 1/π(5π/24 - α/4 + (sen2α)/16 + ( 3 cos2α)/16) ; 2π (EC. 46) CICLOCONVERTIDOR MONOFÁSICO/MONOFASICO Un cicloconvertidor es un variador de frecuencia que convierte potencia AC de una frecuencia a otra frecuencia menor mediante conversión AC-AC. La mayor aplicación de estos circuitos es el control de velocidad de motores AC de baja velocidad hasta 15 KW, con frecuencias en el rango de 0 hasta 20 Hz. 5

6 El circuito del cicloconvertidor monofásico/monofásico se muestra en la figura 81, junto con la forma de onda del voltaje de salida. Figura 81. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor monofásico/monofásico En la figura 81, se puede observar que la carga se conecta a dos convertidores AC-DC de onda completa. Uno se emplea para el control de los semiciclos positivos del voltaje de salida (Convertidor P) y el otro el de los semiciclos negativos (Convertidor N). Obsérvese como los tiristores del convertidor N están conectados invertidos con respecto a los del convertidor P. El convertidor positivo está activo durante medio ciclo del periodo de la onda de salida (To/2) y lo mismo sucede con el convertidor negativo. Para que la onda de salida sea simétrica y tenga un valor DC igual a cero los ángulos de disparo de ambos convertidores deben ser iguales, el positivo medido desde el inicio del primer ciclo positivo y el del negativo medido desde el primer ciclo negativo. En la figura 81 se muestra una onda de voltaje de salida con tres semiciclos positivos controlados con duración de 3π y tres semiciclos negativos de igual duración para un periodo de To igual a 6π. Si la frecuencia de entrada es de 60 Hz, para un periodo de 2π, para un periodo de salida tres veces mayor la frecuencia será tres veces menor, es decir de 20 Hz. El valor RMS se calcula de la siguiente manera, para la onda de 20 Hz: 6

7 6 V RMS = 6π π [ α ] 1/2 ( Vm sen ωt ) 2 dωt = Vm/ 2 (1/π(π - α + (sen2α)/2)) 1/2 ; La ecuación anterior aplica para la siguiente condición: 0< α < π. (ECUACION 47) CICLOCONVERTIDOR TRIFÁSICO/MONOFÁSICO La figura 82, muestra el circuito y la forma de onda de salida de un cicloconvertidor trifásico/monofásico. Se utilizan dos convertidores AC-DC trifásicos de onda completa, uno para los ciclos positivos y el otro para los negativos. En la figura 82, se muestra una onda de salida con un periodo de 10π, que equivale a 5 veces más que el periodo de la red de alimentación de 60 Hz, por lo tanto la frecuencia de la onda de salida será 5 veces menor es decir de 12 Hz. El análisis de este cicloconvertidor es similar al de los convertidores monofásico/monofásico. Este tipo de cicloconvertidor se utiliza para el control de velocidad de motores de inducción monofásicos pero de mayor potencia. Figura 82. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/monofásico 5.5 CICLOCONVERTIDOR TRIFÁSICO/TRIFASICO 7

8 Cuando el motor de inducción a controlar su velocidad es trifásico se requiere de un convertidor trifásico/trifásico. Empleando tres cicloconvertidores trifásicos/monofásicos como los de la figura 82, uno por cada fase, se construye un cicloconvertidor trifásico/trifásico, tal como se muestra en la figura 83. Figura 83. Convertidor AC-AC. Cicloconvertidor trifásico/ trifásico TRANSISTORES DE POTENCIA Los transistores de potencia se utilizan como interruptores, debido a que tienen características de encendido (ON) y apagado (OFF), que se pueden controlar desde uno de sus terminales. La velocidad de conmutación de los transistores es mayor que la de los tiristores y por lo tanto son los dispositivos ideales para las aplicaciones en convertidores DC-AC y DC-DC, de baja y media potencia ya que sus especificaciones de tensión y corriente es menor que la de los tiristores mismos. Se analizaran en este capitulo, los principios de funcionamiento y especificaciones técnicas de los transistores MOSFET (Transistores Semiconductores de Metal Oxido de Efecto de Campo) y los IGBT (Transistores Bipolares de Compuerta Aislada), ya que son los mas ampliamente utilizados en electrónica de potencia. EL TRANSISTOR MOSFET EN CONMUTACIÓN 8

9 En este tipo de transistor su funcionamiento está basado en el transporte de carga asociado a un único tipo de portadores, ya sea electrones libres o huecos (e- o p+). Debido a ello, a veces son conocidos con el nombre de transistores unipolares, a diferencia de los transistores bipolares (BJT), en los que el transporte de carga se realiza mediante ambos tipos de portadores inyectados a través de las uniones PN polarizadas directamente. Desde el punto de vista físico, el principio de funcionamiento se centra en la acción de un campo eléctrico sobre cargas eléctricas, provocando su desplazamiento y, por ende, la corriente eléctrica. De ahí su nombre genérico de: FET - Field Effect Transistor. Se han desarrollado diversas estructuras de transistores FET, según la tecnología y/o necesidades. Las más importantes son las implementadas con tecnologías sobre Silicio (Si) como el JFET, o Junction FET, y el MOSFET, o Metal-Oxide- Semiconductor FET. Existen cuatro tipos de transistores MOSFET: MOSFET de enriquecimiento de canal N MOSFET de enriquecimiento de canal P MOSFET de empobrecimiento de canal N MOSFET de empobrecimiento de canal P Estudiaremos el principio de funcionamiento del MOSFET de enriquecimiento de canal N ya que el transistor MOSFET, mas empleado en electrónica de potencia. ESTRUCTURA METAL-OXIDO-SEMICONDUCTOR (MOS) La estructura MOS se compone de dos terminales y tres capas: Un SUBSTRATO de silicio, puro o poco dopado p o n, sobre el cual se genera una capa de OXIDO DE SILICIO (SiO2) que posee características dieléctricas o aislantes. Por último, sobre esta se coloca una capa de METAL (Aluminio o polisilicio), que posee características conductoras. En la parte inferior se coloca un contacto óhmico, como se muestra en la Figura 84. 9

10 Figura 84. Estructura MOS La estructura MOS actúa como un condensador de placas paralelas en el que G y B son las placas y el óxido el aislante. De este modo, cuando VGB=0, la carga acumulada es cero y la distribución de portadores es aleatoria y correspondiente al estado de equilibrio en el semiconductor. Si VGB > 0, aparece un campo eléctrico entre los terminales de puerta y substrato. La región semiconductora p se comporta creando una región de empobrecimiento de cargas libres p+ (zona de deplexión), al igual que ocurriera en la región P de una unión PN cuando estaba polarizada negativamente. Esta región de iones negativos se incrementa con VGB. Al llegar a una cota de VGB, los iones presentes en la zona semiconductora de empobrecimiento no pueden compensar el campo eléctrico y se provoca la acumulación de cargas negativas libres (e-) atraídos por el terminal positivo. Se dice entonces que la estructura ha pasado de estar en inversión débil a inversión fuerte. El proceso de inversión se identifica con el cambio de polaridad del substrato debajo de la región de puerta. En inversión fuerte, se forma así un CANAL de e- libres en las proximidades del terminal de gate (puerta) y de huecos p+ en el extremo de la puerta. La intensidad de puerta, ig, es cero, puesto que en continua se comporta como un condensador (GB). Por lo tanto, la impedancia desde la puerta al substrato es prácticamente infinita e ig=0 siempre en estática. Básicamente, la estructura MOS permite crear una densidad de portadores libres suficiente para sustentar una corriente eléctrica, tal como se muestra en la figura

11 Figura 85. Estructura MOS: (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte MOSFET DE ENRIQUECIMIENTO DE CANAL N Se trata de una estructura MOS de cuatro terminales en la que el substrato semiconductor es de tipo p poco dopado. A ambos lados de la interfase Oxido- Semiconductor se han practicado difusiones de material n, fuertemente dopado (n+), tal como se puede observar en la figura 86, junto con su símbolo. D G B S Figura 86. Estructura MOSFET de enriquecimiento Canal N y símbolo. Los cuatro terminales de la estructura de la Figura 86 son: 11

12 G -- Puerta o Gate B -- Substrato o Body D -- Drenador o Drain S -- Fuente o Source Obsérvese la estructura MOS de la Figura 87. En ella aparecen diversas fuentes de tensión polarizando los diversos terminales: VGS, VDS. Los terminales de substrato (B) y fuente (S) se han conectado a GND. De este modo, VSB=0, se dice que no existe efecto substrato. En los MOSFET se cumple siempre la siguiente condición: ig=0 e id = is. Figura 87. Polarización del MOSFET de enriquecimiento de canal N Se consideran ahora tres casos, según los valores que tome la tensión vgs: 1) VGS = 0 Esta condición implica que VGB=0, puesto que VSB=0. En estas condiciones no existe efecto campo y no se crea el canal de e- debajo de la puerta. Las dos estructuras PN se encuentran cortadas (B al terminal más negativo) y aisladas. ids = 0 aproximadamente, pues se alimenta de las intensidades inversas de saturación. (VGS= 0 ids= 0) 2) La tensión VGS crea la zona de empobrecimiento o deplexión en el canal. Se genera carga eléctrica negativa en el canal debida a los iones negativos de la red cristalina (similar a la de una unión PN polarizada en la región inversa), dando lugar a la situación de inversión débil anteriormente citada. La aplicación de un campo eléctrico lateral VDS > 0, no puede generar corriente eléctrica ids. 3) La tensión VGS da lugar a la inversión del canal y genera una población de e- libres debajo del oxido de puerta y p+ al fondo del substrato. Se forma el CANAL N 12

13 o canal de electrones, entre el drenador y la fuente (tipo n+) que modifica las características eléctricas originales del sustrato. Estos electrones son cargas libres, de modo que en presencia de un campo eléctrico lateral podrían verse acelerados hacia D o S. Sin embargo, existe un valor mínimo de VGS para que el número de electrones sea suficiente para alimentar esa corriente es VTn, denominada TENSIÓN UMBRAL. Por lo tanto, se pueden diferenciar dos zonas de operación para valores de vgs positivos: Si VGS < VTn la intensidad ids = 0 (en realidad solo es aproximadamente cero) y se dice que el transistor opera en inversión débil. En ella, las corrientes son muy pequeñas y su utilización se enmarca en contextos de muy bajo consumo de potencia. Se considerará que la corriente es siempre cero. En este caso el transistor se encuentra en CORTE (OFF). Si VGS >= VTn, entonces ids es distinto de cero, si VDS es mayor de cero. Se dice que el transistor opera en inversión fuerte. La figura 88 (a) muestra el caso de la inversión débil y la 88 (b) la inversión fuerte. Figura 88. (a) Inversión débil; (b) Inversión fuerte Mientras mayor sea el valor de VGS, mayor será la concentración de cargas libres en el canal y por tanto, será superior la corriente ids. Al ser la intensidad ids proporcional a VGS y VDS, se puede estudiar la relación paramétrica (ids, VDS) con VGS como parámetro. Se obtiene la curva de la Figura 89. En ella se aprecia cómo a partir de un valor dado de la tensión VDS, la intensidad ids permanece constante. En este caso se dice que el transistor se encuentra en SATURACIÓN (ON). 13

14 Figura 89. Característica I-V del MOSFET de enriquecimiento canal N Se puede resumir lo expuesto de la siguiente manera: REGION DE CORTE: VGS = 0, entonces, ids = 0 REGION DE CONDUCCION: VGS >= VT, entonces, ids > 0, si VDS > 0. Dentro de esta región existen dos posibles estados del MOSFET: - REGION ÓHMICA: ids aumenta con VDS, es decir, el MOSFET se comporta como una resistencia (no lineal). - REGION DE SATURACIÓN: ids es aproximadamente constante con VDS. El MOSFET se comporta como una fuente de intensidad controlada por tensión (VGS = cte). - EL TRANSISTOR IGBT EN CONMUTACIÓN El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor) es un dispositivo semiconductor que generalmente se aplica como interruptor controlado en circuitos de electrónica de potencia. Posee la características de las 14

15 señales de puerta de los transistores de efecto campo con la capacidad de alta corriente y voltaje de baja saturación del transistor bipolar, combinando una puerta aislada FET para la entrada de control y un transistor bipolar como interruptor en un solo dispositivo. El circuito de excitación del IGBT es como el del MOSFET, mientras que las características de conducción son como las del BJT. CAMPOS DE APLICACIÓN Los transistores IGBT han permitido desarrollos hasta entonces no viables en particular en los variadores de frecuencia así como en las aplicaciones en maquinas eléctricas y convertidores de potencia, en aplicaciones del automóvil, tren, metro, autobús, avión, barco, ascensor, electrodoméstico, televisión, domótica, Sistemas de Alimentación Ininterrumpida o SAI (en Inglés UPS), etc. El IGBT es adecuado para velocidades de conmutación de hasta 20 KHz y ha sustituido al BJT en muchas aplicaciones. Es usado en aplicaciones de altas y medias energías como fuente conmutada, control de la tracción en motores y cocina de inducción. Grandes módulos de IGBT consisten en muchos dispositivos colocados en paralelo que pueden manejar altas corrientes del orden de cientos de amperios con voltajes de bloqueo de voltios. Se puede concebir el IGBT como un transistor Darlington híbrido. Tiene la capacidad de manejo de corriente de un bipolar pero no requiere de la corriente de base para mantenerse en conducción. Sin embargo las corrientes transitorias de conmutación de la base pueden ser igualmente altas. En aplicaciones de electrónica de potencia es intermedio entre los tiristores y los MOSFET. Maneja más potencia que los segundos siendo más lento que ellos y lo inverso respecto a los primeros. Este es un dispositivo para la conmutación en sistemas de alta tensión. La tensión de control de puerta es de unos 15 V. Esto ofrece la ventaja de controlar sistemas de potencia aplicando una señal eléctrica de entrada muy débil en la puerta. PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DE UN IGBT La figura 90, muestra la construcción interna de un IGBT. Obsérvese que es similar a la de un MOSFET, pero se le ha agregado una capa de material P+, para obtener el terminal de colector. 15

16 Figura 90. Estructura interna de un IGBT La figura 91, muestra el circuito equivalente del IGBT y su respectivo símbolo. Figura 91. Circuito equivalente y símbolo de un IGBT Considérese que el IBGT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa que no existe ningún voltaje aplicado al Gate. Si un voltaje VGS es aplicado al Gate, el IGBT se enciende inmediatamente, la corriente IC es conducida y el voltaje VCE se va desde el valor de bloqueo hasta cero. La corriente IC persiste para el tiempo TON en el que la señal en el Gate es aplicada. Para encender el IGBT, el terminal 16

17 de colector C debe ser polarizada positivamente con respecto al terminal de emisor E. LA señal de encendido es un voltaje positivo VG que es aplicado al Gate G. Este voltaje, si es aplicado como un pulso de magnitud aproximada de 15V, puede causar que el tiempo de encendido sea menor a 1 μs, después de lo cual la corriente de Ic es igual a la corriente de carga IE (asumida como constante). Una vez encendido, el dispositivo se mantiene así por una señal de voltaje en el Gate. Sin embargo, en virtud del control de voltaje la disipación de potencia en el Gate es muy baja. EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal Gate. La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar apenas 2 micro segundos, por lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de los 50 khz. EL IGBT requiere un valor límite VGTH para el estado de cambio de encendido a apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje VCE cae a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido se mantiene bajo, el Gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente Ic se autolimita. PARAMETROS DE SELECCIÓN DE UN IGBT COMO SWITCH A continuación se presentan las especificaciones técnicas de un transistor IGBT, canal N fabricado por Internacional Rectifier ( CIRCUITOS CONVERTIDORES DC - AC La generación de una señal alterna (AC) a partir de una fuente de corriente continua (DC) es uno de los procesos de conversión de potencia eléctrica más empleados en la actualidad. Entre sus aplicaciones cabe mencionar el control de sistemas de iluminación de emergencia, autotrónica, control de motores de imán permanente y control de posición y velocidad de motores de inducción (Véase la figura 92). Los circuitos que llevan a cabo esta conversión reciben el nombre de inversores. 17

18 Figura 92. Aplicación de los inversores en drivers de motores AC Otro campo de gran demanda para los inversores es el de los sistemas de alimentación ininterrumpidos (UPS) que permiten la operación segura de cargas críticas como los sistemas satelitales, equipo para control de tráfico aéreo, nodos de Internet, transacciones bancarias y equipos para soporte de la vida, entre otros. La figura 93, muestra el diagrama de bloques de una UPS. En conclusión, un inversor es un circuito utilizado para convertir corriente continua en corriente alterna. La función de un inversor es cambiar un voltaje de entrada de corriente directa a un voltaje simétrico de salida de corriente alterna, con la magnitud y frecuencia deseada por el usuario o el diseñador. 18

19 Figura 93. Aplicación de los inversores en UPS Los inversores son utilizados en una gran variedad de aplicaciones, desde pequeñas fuentes de alimentación para computadoras (fuentes conmutadas), hasta aplicaciones industriales para manejar alta potencia. Los inversores también son utilizados para convertir la corriente continua generada por los paneles solares fotovoltaicos, acumuladores o baterías, etc, en corriente alterna y de esta manera poder ser inyectados en la red eléctrica o usados en instalaciones eléctricas aisladas. (Véase la figura 94). 19

20 Figura 94. Aplicación de los inversores en conversión de energías alternativas Un inversor simple consta de un oscilador que controla a un transistor, el cual es utilizado para interrumpir la corriente entrante y generar una onda cuadrada. Esta onda cuadrada alimenta a un transformador que suaviza su forma, haciéndola parecer un poco más una onda senoidal y produciendo el voltaje de salida necesario. Las formas de onda de salida del voltaje de un inversor ideal debería ser sinusoidal. Los inversores, se pueden clasificar en general de dos tipos: Inversores monofásicos (120 V- 60 Hz) Inversores trifásicos. (3 X120/208 V 60 Hz) Las normas generales que deben cumplir los inversores son: Dado que los inversores deben proveer una salida de corriente alterna, ésta debe tener valor medio nulo y ser simétrica respecto al eje del tiempo, con los dos semiperíodos de forma idéntica, de igual duración, desfasados de 180 y de signos opuestos. A su vez cada semiperíodo debe ser simétrico respecto a 90. En los inversores trifásicos, además se exige que las tres ondas de salida constituyan un sistema simétrico y equilibrado. El inversor ideal debería entregar una onda de tensión senoidal, es decir sin contenido armónico, como lo es la tensión de red. Por tanto, mejor prestación y rendimiento tendrá aquel inversor cuya salida tenga menor cantidad de armónicos. Todos los inversores cualquiera sea el tipo, debe estar preparados para alimentar cargas con componentes reactivos. El circuito de potencia de los inversores se implementa con elementos de conmutación: MOSFET, BJT, MCT, SIT, IGBT, GTO, SCR, etc. La elección del elemento adecuado es en función de la potencia; tensión y frecuencia requeridos por la carga y el costo del mismo. El circuito de control de hecho deberá adaptarse al elemento seleccionado no sólo para el correcto funcionamiento del inversor, sino además para cumplir con las condiciones particulares que exija la aplicación. 20

21 INVERSORES MONOFÁSICOS Introducción Para bajas (desde unos 500w), medianas y altas potencias (hasta 10 KW) en aplicaciones monofásicas este inversor es el circuito por excelencia, no obstante cuando la fuente de alimentación es de 6V o menor, no es recomendable ya que conducen dos elementos en serie y por tanto su rendimiento no será bueno. Lección 1: INVERSOR MONOFÁSICO DE MEDIO PUENTE O PUSH PULL Para bajas (desde unos 500w), medianas y altas potencias (hasta 10 KW) en aplicaciones monofásicas este inversor es el circuito por excelencia, no obstante cuando la fuente de alimentación es de 6V o menor, no es recomendable ya que conducen dos elementos en serie y por tanto su rendimiento no será bueno. La figura 95, muestra el circuito de potencia implementado con fuente de tensión DC (E), utilizando transistores, pudiendo emplearse cualquier otro elemento de potencia (MOSFET, IGBT), menos tiristores. Figura 95. Puente Inversor Monofásico La fuente se ha representado por una batería, pudiendo ser un rectificador a diodos o controlado según la necesidad, pero es necesario que la tensión que alimenta al puente no presente ondulación, es decir que sea lo más continua posible, por tanto son recomendables los rectificadores polifásicos con filtro a capacitor de salida. 21

22 La conducción se establece en forma diagonal, los transistores Q1 y Q2 conducen al mismo tiempo durante un semiciclo y luego en el otro semiciclo conducen Q3 y Q4. Siempre y sin excepción la conducción, cualquiera sea los elementos utilizados se realiza en conmutación, es decir los estados son corte y saturación, nunca quedan operando en zona activa, salvo el momento en que se produce la conmutación. Dichos transistores operan de acuerdo a la señal que reciben en sus bases, para el caso de que la salida aplicada a la carga se pretenda de onda cuadrada, la señal será también cuadrada. La corriente de carga es un parámetro dependiente y por tanto adoptará una forma de onda impuesta por dicha carga. En la figura 96 se muestran las señales de excitación de los transistores y en la figura 97, la tensión de salida aplicada sobre la carga. Para una carga R pura la corriente tendrá esta misma forma de onda, mientras que para una carga inductiva L pura, la corriente será lineal por tramos y atrasada en 90 de la tensión como se ve en la figura 97. Figura 96. Tensiones de control del Puente Inversor Monofásico Puede apreciarse aquí la intervención de los diodos que conducen durante un tiempo de T/4, de manera que los transistores en este caso han reducido su tiempo de conducción que para carga R pura es de T/2, a tan solo T/4. 22

23 En efecto cuando conducen los transistores Q1 y Q2 se tiene tensión en la carga positiva y corriente positiva, por tanto la potencia entregada a la carga es positiva, la fuente entrega energía a la carga, mientras que cuando conducen los diodos D3 y D4, la tensión es negativa y la corriente sigue siendo positiva, resultando una potencia negativa, la carga devuelve energía a la fuente. Como la carga es L pura, la energía puesta en juego es puramente reactiva, no hay consumo de energía y en consecuencia toda la energía recibida por la inductancia es devuelta a la fuente. Figura 97. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga puramente inductiva Los dos casos vistos de carga R pura y L pura en la práctica solo pueden aproximarse a casos particulares, por ejemplo cuando la carga se acopla a través de un transformador de salida, cabe hacer el estudio para el caso de que dicho transformador se encuentre en vacío, siendo entonces los resultados muy similares al de carga inductiva pura. 23

24 Los casos reales en general son de cargas RL, como el mostrado en la figura 98. Figura 98. Tensiones y corriente de salida del Puente Inversor Monofásico con carga RL Nótese aquí como se ha reducido el tiempo de conducción de los diodos y ha mejorado el defasaje entre corriente y tensión. El valor RMS de la tensión de salida se calcula de la siguiente manera: V RMS = [ T/2 2 ] 1/2 T 0 ( E ) 2 dt = E; (ECUACION 48) Desarrollando la serie trigonométrica de Fourier para la tensión de salida del inversor se tiene: 24

25 Vo(t) = (4/) E n 1,3,5, 1 n. Senwt (ECUACION 49) El valor RMS para la tensión de salida fundamental o primer armónico (n=1), es el siguiente: V1RMS = 4 E / ( 2π) = 0.9 E ; (ECUACION 50) La ecuación 50, muestra el valor RMS de la tensión de salida si se empleara un filtro pasabajas que dejara pasar solo la componente fundamental y la onda sería una senoidal pura. La figura 99, muestra el espectro de frecuencia de la onda cuadrada de tensión de salida del inversor. Figura 99. Espectro de frecuencia de la tensión de salida del Puente Inversor Monofásico INVERSOR TRIFÁSICO El inversor trifásico se utiliza normalmente para los circuitos que necesitan una elevada potencia a la salida. Los primarios de los transformadores deben estar aislados unos de los otros, sin embargo, los secundarios se pueden conectar en triángulo o en estrella, tal como se muestra en la figura

26 Los secundarios de los transformadores se conectan normalmente en estrella para de esta forma eliminar los armónicos de orden 3, (n = 3, 6,9...) de la tensión de salida. Figura 100. Formas de conexión de los secundarios de los transformadores Este inversor se puede conseguir con una configuración de seis transistores y seis diodos como se muestra en la figura 101, que muestra tres inversores monofásicos conectados en paralelo. Figura 101. Inversor trifásico puente A los transistores le podemos aplicar dos tipos de señales de control: desfasadas 120º ó 180º entre sí. 26

27 A continuación se analizara únicamente el caso de las señales de control desfasadas 180. Cada transistor conduce durante 180º. Desfasando convenientemente las señales de control de los transistores se hace que conduzcan en cualquier instante tres de ellos. En la figura 101 cuando se dispara Q1 el terminal a queda conectado al extremo positivo de la fuente de continua. Se tienen seis modos de operación durante un ciclo y la duración de cada uno de ellos es de 60º, siendo la secuencia de disparo de los transistores: 1,2,3-2,3,4-3,4,5-4,5,6-5,6,1-6,1,2. Las señales aplicadas en puerta a los transistores se muestran en la figura 102. Figura 102. Señales de control de puerta y tensiones de línea del Inversor trifásico puente Existen tres modos de operación por semiciclo y sus circuitos equivalentes se muestran en la figura

28 Figura 103. Circuitos equivalentes por semiciclo del Inversor trifásico puente A continuación se hace el análisis de circuitos de cada uno de los tres modos, para las tensiones de fase: Modo 1 para 0 < ωt < π/3 se tiene: Modo 2 para π/3 < ωt < 2π/3 se tiene: Modo 3 para 2π/3 < ωt < π se tiene: 28

29 La figura 104, muestra las formas de onda de las tensiones de fase y las tensiones de línea, recordando que las tensiones de fase son: Van, Vbn, Vcn Las tensiones de línea se forman a partir de las de fase de la siguiente manera: Vab = Van Vbn Vbc = Vbn Vcn Vca = Vcn Van 29

30 Figura 104. Tensiones de fase y de línea del Inversor trifásico puente Obsérvese como tanto las tensiones de fase y de línea se encuentran desfasadas 120, como era de esperarse en un sistema trifásico. 30

31 Desarrollando la serie trigonométrica de Fourier para las tensiones de línea se tiene: (ECUACION 50) (ECUACION 51) (ECUACION 52) Las tensiones eficaces de línea se calculan de la siguiente manera: (ECUACION 53) De la ecuación 50 se obtiene el voltaje RMS de línea de la n-ésima componente: (ECUACION 54) Haciendo n = 1, se obtiene el valor RMS de línea del primer armónico: (ECUACION 55) El valor RMS de la tensión de fase se calcula a partir de la tensión de línea así: (ECUACION 56) 31

32 INVERSOR TRIFÁSICO COMERCIAL A continuación se muestra las características técnicas de un inversor trifásico comercial de 100 KW ( El diseño del inversor para conexión a red GT100E proviene de nuestra probada plataforma para sistemas fotovoltaicos y aerogeneradores, utilizada en el mercado norte-americano y europeo. Fácil de instalar y operar, el GT100E automáticamente controla el arranque y la parada. Incorpora un sistema avanzado de seguimiento de la potencia máxima (MPPT) para maximizar la energía obtenida de los paneles fotovoltaicos. Para minimizar las pérdidas durante el proceso de inversión, usamos tecnología de conmutación mediante transistores bipolares de puerta aislada (IGBTs). Se pueden paralelizar múltiples inversores para instalaciones de más potencia. Diseñado para las instalaciones fotovoltaicas europeas, el GT100E 32

33 cumple con todos los requisitos CE, el Real Decreto en España (RD 661/2007) y ha sido certificado por TÜV Rheinland. Características: Controles mediante procesador digital de señal (DSP) con autodiagnósticos y panel VFD para visualizar el estado operativo. El inversor posee desconectores y seccionadores. Fallos de sobretensión, infratensión y protección de frecuencia provocando la parada del inversor. La protección anti-isla previene la generación de energía en caso de corte de energía. El usuario puede definir los puntos de potencia en función de los paneles, así como para personalizar las secuencias de arranque y parada. Software gráfico para comunicación y control en tiempo real. Opciones: Monitorización remota mediante módem telefónico Notificación de fallos vía MODEM Adquisición de datos y registro Extensiones de garantía 33

34 34

35 CONVERTIDORES DC - DC Los convertidores son dispositivos electrónicos encargados de transformar la energía suministrada a la entrada en otra de características predeterminadas. El concepto de conversión estática de energía constituye un aspecto esencial para cualquier sistema basado en componentes electrónicos, desde un computador a un instrumento de medida, pasando por un periférico o un sistema de telecomunicaciones. Dentro de este concepto, la conversión de corriente continua a corriente continua (DC/DC) tiene una gran importancia, ya que la gran mayoría de los equipos electrónicos e informáticos, tanto de uso doméstico como industrial, precisan de una alimentación de tensión continua. A menudo ésta debe obtenerse a partir de la red, siendo necesario realizar previamente una conversión AC/DC. La conversión DC/DC significa la obtención de una tensión continua con unas características determinadas a partir de otro nivel de tensión que no las posee. En la actualidad existen dos métodos claramente diferenciados para realizar la conversión DC/DC: Los convertidores lineales basados en el empleo de un elemento regulador que trabaja en su zona resistiva disipando energía. Los convertidores conmutados, que se basan en el empleo de elementos semiconductores que trabajan en conmutación (corte/conducción), regulando de esta forma el flujo de potencia hacia la salida del convertidor. Estos dispositivos semiconductores pueden ser, indistintamente, un transistor (BJT, MOSFET, IGBT) o un tiristor o GTO. Debido al gran número de ventajas patentes entre este tipo de convertidores (conmutados) sobre los anteriores (lineales), analizaremos únicamente los principios de los convertidores conmutados, también denominados choppers. La figura 105 muestra la concepción de un convertidor DC-DC. 35

36 Figura 105. Principio de un convertidor DC-DC Ahora bien, las aplicaciones de los convertidores DC/DC recaen fundamentalmente sobre dos campos: Fuentes de alimentación conmutadas. Son fuentes de alimentación en las que el regulador en vez de ser lineal es conmutado, consiguiéndose un importante aumento del rendimiento y una buena respuesta dinámica. Alimentación de motores de corriente continua, cuya regulación requiere tensiones continuas variables. Las potencias utilizadas en este caso son considerables. Como un convertidor DC/DC es un sistema electrónico cuya misión es transformar una corriente continua en otra de igual carácter pero diferente valor, se puede encontrar un símil en alterna con los transformadores y su relación de transformación. En función de la razón existente entre la tensión de entrada en el chopper y la de salida se pueden clasificar los convertidores DC/DC, en principio de forma general en: Convertidores reductores: La tensión que se obtiene a la salida del chopper es inferior a la aplicada a la entrada. En este caso la razón de transformación dada por VDC/E es menor que la unidad. Donde VDC es el valor promedio de la tensión de salida y E es el valor DC de la tensión de entrada al convertidor. Convertidores elevadores: La tensión de salida es mayor que la que existe a la entrada. Por lo que VDC/E>1. 36

37 CONVERTIDOR DC-DC REDUCTOR La figura 106 muestra el circuito básico de un convertidor DC-Dc reductor con carga resistiva pura y empleando como dispositivo de conmutación un transistor MOSFET o un IGBT. 1 V GS E V F V GS V F 0 E V O T ON T t V O VDC 0 T ON T t Figura 106. Convertidor DC-DC reductor El conmutador se abre y se cierra siguiendo una señal de periodo T denominado periodo de convertidor. El tiempo durante el cual el conmutador está cerrado, y por tanto la carga se encuentra conectada a la fuente primaria de energía, se denominara tiempo de conducción, TON. Por otro lado el tiempo que el conmutador permanece abierto, dejando aislada la carga, se llamará tiempo de bloqueo, TOFF. La suma de TON y TOFF, como se puede apreciar en la figura, da el periodo de convertidor (T). Cuando el conmutador está cerrado, 0< t < TON, la tensión de la fuente se refleja en la carga, provocando la circulación de corriente a través de ella. Si por el contrario está abierto, TON < t < T, el vínculo entre la fuente y carga se rompe, quedando esta última aislada de la primera. Como la carga es resistiva pura, la corriente circulante por la misma, en estas condiciones, se anula completamente. El voltaje promedio o DC en la carga se calcula determina de la siguiente manera: VDC (ECUACION 57) Donde, al cociente entre TON y T se le denomina ciclo de trabajo, δ. 37

38 La tensión eficaz en la carga se calcula de la siguiente manera: (ECUACION 58) Considerando que todos los elementos que participan en el convertidor son ideales y que no se producen pérdidas en los mismos, se puede decir que la potencia de entrada es la misma que la obtenida a la salida del convertidor. Por tanto: (ECUACION 59) De las ecuaciones anteriores se puede concluir que: La tensión media en la carga, VDC, es directamente proporcional a la tensión aplicada a la entrada del convertidor. Variando TON se consigue hacer oscilar δ entre 0 y 1, con lo que la tensión promedio de salida podrá variar entre 0 y E. De esta manera se puede controlar el flujo de potencia a la carga. Se ha visto como la tensión y la potencia entregada a la carga están en función de δ, cociente entre TON y T. Pues bien, a dicho cociente se le denomina ciclo de trabajo. Y se define como la fracción del periodo del convertidor en el cual el interruptor se halla cerrado. Como se deduce de la ecuación 57, la tensión DC que aparece a la salida del convertidor depende únicamente del ciclo de trabajo y del valor de la fuente de alimentación. Como esta última generalmente se mantendrá constante, se dispone de la variación del ciclo de trabajo como único medio posible de modificar la tensión de salida. Analizando la expresión que define el ciclo de trabajo se puede deducir que se presentan tres formas diferentes de modificar el ciclo de trabajo, y por tanto la tensión de salida: 38

39 a) Variando el tiempo de conducción TON, al mismo tiempo que se mantiene T fijo. Llamado también Modulación por Ancho de Pulso (PWM) ya que la frecuencia de la señal del convertidor se mantiene constante mientras que no ocurre así con la anchura del pulso que define el tiempo de conducción del convertidor. b) Variando T y conservando TON constante. Denominado Modulación de Frecuencia ya que es la frecuencia del convertidor la que varía. El inconveniente más destacado de este método de control se encuentra en la generación indeseada de armónicos a frecuencias impredecibles, por lo que el diseño del consiguiente filtro se revestirá de una complejidad en algunos casos excesiva. c) Modificando ambos 8.2 CONVERTIDOR DC-DC ELEVADOR La figura 107, muestra el circuito básico de un convertidor DC-DC elevador. E Figura 107. Convertidor DC-DC elevador El interruptor representa al elemento de conmutación (BJT, MOSFET, IGBT). Cuando el interruptor está cerrado (0< t < TON), toda la tensión de la fuente primaria E se aplica sobre la bobina (Figura 108), lo que provoca que la corriente circulante por la misma aumente, almacenando la inductancia energía durante este intervalo y al mismo tiempo el condensador (Con una capacitancia C muy grande) se descarga a través de la carga, ya que previamente se había cargado cuando el interruptor se encontraba abierto. El diodo en este intervalo de tiempo se encuentra polarizado inversamente y por lo tanto no conduce, desconectando la carga de la fuente de energía. E 39

40 Figura 108. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de carga de la bobina Si ahora el interruptor se abre (TON < t < T), la tensión que existe en la bobina se suma a la tensión de fuente, obteniéndose una tensión de salida Vo, siempre superior a esta última y de idéntica polaridad (Figura 109). Al mismo tiempo, la energía almacenada previamente por la bobina se transfiere a la carga a través del diodo D, obligando a la corriente a disminuir. En este intervalo de tiempo el condensador se encuentra en proceso de carga y el diodo esta polarizado directamente y por lo tanto conduce. E Figura 109. Convertidor DC-DC elevador. Intervalo de descarga de la bobina A continuación se efectuaran los cálculos para determinar el valor de la tensión DC a la salida en función de la tensión de entrada E y el ciclo de trabajo δñ Análisis con el conmutador cerrado (0 < t < TON ): La figura 110, muestra el comportamiento de la corriente de la bobina en el tiempo. TON TOFF 40

41 Figura 110. Convertidor DC-DC elevador. Comportamiento de la corriente de la bobina Obsérvese como al inicio del tiempo de encendido TON, la corriente de la bobina se encuentra en su valor mínimo, I1, para iniciarse el proceso de carga y al terminar este tiempo, se carga a su valor máximo, I2. Cuando el interruptor se cierra la tensión en los extremos de la cumple con la siguiente expresión: bobina Integrando esta ecuación entre 0 y TON (para dt), y desde I1 hasta para (di), se puede decir: I2 Análisis con el conmutador cerrado (TON < t < T ): La tensión en la carga será: Como el incremento de la intensidad circulante por la bobina durante el TON del convertidor es idéntico al decremento de la misma durante el TOFF del mismo, entonces se tiene que: Colocando la expresión en paréntesis en función del ciclo de trabajo δ, se tiene que la tensión en la carga es igual a: 41

42 (ECUACION 59) De esta última ecuación se deducen las siguientes consecuencias: Si el ciclo de trabajo es igual a cero, es decir el conmutador nunca se cierra, es decir permanece siempre abierto, la tensión de salida es igual a la de la fuente de energía. Aumentando el ciclo de trabajo, aumenta la tensión de salida por encima de la de entrada. Matemáticamente si el ciclo de trabajo es igual a uno, la tensión de salida es infinita, algo que es imposible físicamente. Si se coloca un condensador suficientemente grande en paralelo con la carga, la tensión en ésta se mantendrá prácticamente constante e igual a su valor medio, que será: VDC (ECUACION 60) 42