BJT de Silicio - Fiables y bajo coste para f<4ghz - Dimensiones típicas:

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1 CARACTERIZACIÓN DE TRANSISTORES DE MICROONDAS BJT de Silicio - Fiables y bajo coste para f<4ghz - Dimensiones típicas: Transistor encapsulado anchura de emisor = 2µm (propósito general) = µm (bajo ruido) espesor de base 0.1 µm - Aplicaciones típicas: amplificadores de pequeña señal amplificadores de potencia lineales amplificadores de bajo ruido osciladores - Fabricación del BJT: implantación iónica autoalineamiento estructuras base-emisor con dedos múltiples estructura entrelazada para aplicaciones de potencia 3.1

2 MESFET GaAs L=1µm, L D S =3µm N 0 = cm -3 S G S D W L Transconductancia S G D N N e dmax Modelo de alta frecuencia en configuración fuente común 3.2

3 S G D Rgs L/2 L x.3l CIRCUITO SIMPLIFICADO Valores típicos: G S + vgs - ri vi + - Ci gv m i rds Cds C i =0.3pF C ds =0.05pF g m =40mS r ds =600Ω r i =25Ω D + v ds - S 3.3

4 Circuito simplificado G + vgs - R g + vg - Cg S Ganancia disponible máxima MAG Vs gv m g Rd Cd Máxima ganancia de potencia a una frecuencia con entrada y salida adaptadas. + - ZS + Vi - Rg G(dB) + vg - Cg D + V ds - S gv m g Rd Cd IO + VO SuperFET 0.5 m GaAs FET 0.5 m GaAs FET 1 m GaAs Bipolar Si : : : Cómo aumentar rango de frecuencias?: Disminuyendo l. Caracterización de transistores de microondas f(ghz) f T : ganancia en corriente en cortocircuito unidad f s : ganancia en potencia del dispositivo unidad f max : ganancia disponible máxima unidad G(dB) S hfe G MAG f(ghz) ft fs fmax 3.4

5 MODELO DE ALTA FRECUENCIA ENCAPSULADO Valores típicos: C i =0.3pF C gd =0.02pF C ds =0.05pF g m =40mS r ds =600Ω r i =25Ω L S,D,G : nH R S,D,G : Ω retardo, τ, de los portadores en viajar bajo la puerta Parámetros extrínsecos (dependen de parámetros tecnológicos): - R s y R d se calculan a partir de parámetros de capa activa - R G asociada a caída de tensión en metalización de puerta Puerta en forma de dedo: como red RC distribuida. resistencia localizada equivalente: R m z/3 (z anchura, R m resistencia lineal). dispositivo de anchura total z y N dedos: R G =R m z/3 N 2. reducción de resistencia con dedos en paralelo - Capacidades puerta-"pad" C PG y C DS 3.5

6 Frecuencias típicas de operación: frecuencia de la ganancia en corriente en cortocircuito unidad: f T, frecuencia de corte de la ganancia en potencia unidad f s, frecuencia máxima de oscilación f max. f s y f max máximas para:. f T alto, g D pequeño. R s, R g y L s bajos. f 0 alta => C GD baja Requisitos: reducción de longitud de puerta y espesor de capa epitaxial y aumentar dopado para mantener tensión de pinch-off cte 3.6

7 Efectos de gran señal Modelo de recta de carga de gran señal: unión de punto de máxima corriente y tensión: Corriente máxima I m : 30% superior a I DSS (V GS >0) Tensión máxima: V DS : tensión de ruptura puerta drenador-v p (se alcanza sólo para I DS 0) IDS Admitiendo trabajo en saturación (V DS >V S ), la generación de potencia está limitada por: I m, V BGD, V S, V p IDSS I DSS/2 Punto operación V GS=0 V GS =-V p Potencia de salida máxima VS V DC Vbgd-Vp VDS Resistencia de la recta de carga Potencia de entrada dc (pto. polarización a I m /2) Potencia de entrada RF=P out /g (g=ganancia del amplificador) Rendimiento 3.7

8 Caracterización del ruido en un cuadripolo A través de la degradación de la relación señal ruido: factor de ruido Admitancia de mínimo ruido Cuadripolo sin fuentes internas: V 1 =AV 2 +BI 2 I 1 =CV 2 +DI 2 Cuadripolo con fuentes internas (T. Thevenin)= cuadripolo sin fuentes + 2 generadores Si las fuentes son de ruido el sistema queda descompuesto en red ruidosa + red no ruidosa I1 + V1 - +E - I Cuadripolo sin fuentes I2 + V2 - Factor de ruido de la red = factor de ruido de la red ruidosa Conexión a la entrada de admitancia Y s =G s +jb s asociada a generador de ruido I s 2 =4KT o G s f IS YS + E - I 3.8

9 Valor cuadrático medio de la corriente de salida en cortocircuito Factor de ruido: depende de admitancia de fuente y de parámetros del cuadripolo Nuevo formalismo: 3.9

10 RUIDO EN MESFET - Fuentes de ruido (para completar el modelo de pequeña señal). - Ruido 1/f generación-recombinación: afecta a osciladores - Fluctuaciones de la velocidad: afecta en el rango de las microondas Campos bajos -> ruido térmico Campos altos -> ruido de difusión o ruido de electrones calientes - Análisis del ruido de alta frecuencia 1º) Separación en resistencias de acceso y disp. intrínseco Resistencias: ruido térmico e 2 =4KTR f MESFET: dos fuentes de ruido correlacionadas 2º) Definición de dos fuentes de ruido equivalentes correlacionadas. 3º) Descorrelación de las fuentes. Introducción de admitancias de correlación. 4º) Cálculo de la figura de ruido mínima principal problema: determinación de las fuentes de ruido de drenador y puerta: P, R coeficientes dependientes de polarización y parámetros tecnológicos. 3.10

11 Figura de ruido mínima A frecuencias bajas tales que C GD sea despreciable despreciando contribución de dispositivo intrínseco Dispositivo típico: z=300 µm, g m =40 ms,r s +R G =4Ω,P=1,R=.5,C=.8 - En aplicaciones de banda ancha no suele haber adaptación a la figura de ruido mínima. Con el efecto de la desadaptación: Γ opt coeficiente de reflexión óptimo r n =R n /Z 0 resistencia de ruido equivalente Γ s coeficiente de reflexión de fuente R n R s +R G +P/g m (debe ser pequeña => R s, R G pequeñas, g m grande) 3.11

12 CARACTERIZACION DEL MESFET A BAJA FRECUENCIA Objeto: determinar parámetros tecnológicos y algunos elementos del circuito equivalente. Basados en las siguientes medidas: a) C GS (V GS ) a V DS =0 carga bajo la puerta b) R DS (V GS ) a V DS =0 3.12

13 c) I GS (V GS ) Barrera Schottky polarizada en directa: para valores altos de V GS, I GS se satura por las resistencias serie Midiendo V DS. α=0.5 resistencia distribuida de canal bajo la puerta. R 0 resistencia del canal c') I GD (V GD ) C GS (V GS ) V p, L/A, Q 0, N D A 2 R DS (V GS ) R s +R D, R 0, µ I GS (V GS ) I GD (V GD ) n, V b R s +R 0 /2, R D +R 0 /2, R D -R s 3.13

14 MEDIDA DEL CIRCUITO EQUIVALENTE DE PEQUEÑA SEÑAL Rango de medidas: 100 MHz-4GHz. V DS =0. 1º determinación de elementos extrínsecos (R s, R D, R G, L s, L D, L G ) Obtención de parámetros S con analizador de red Relación directa con elementos del modelo a través de parámetros Z L s, L G, L D : parte imaginaria X ij de Z ij en función de w R G : conocidos R D y R s y de parte real R 11 de Z 11 en función de 1/I GS 3.14

15 2º determinación de elementos intrínsecos (R i,c GS,C GD,g m,g D,τ,C DS ) - Medida de parámetros S ij en rango 100 MHz-4GHz, V G 0,V D 0 - Trasformación a parámetros Z. Sustracción de elementos intrínsecos - Matriz de impedancia de dispositivo intrínseco -> transformación a matriz de admitancia Configuración de dos puertas: eliminar fila y columna Configuración fuente común: Y GD =Y 12 -> C GD Y GG =Y 11 -> C GS, R i Y DG =Y 21 -> g m, τ Y DD =Y 22 -> C DS, g D 3.15

16 REDES DE POLARIZACIÓN POLARIZACIÓN DEL BJT Condensador "bypass" de emisor: Estabilidad a bajas frecuencias Inestabilidades en microondas en puerta de entrada. R E degrada el ruido del amplificador. Solución: Emisor a tierra Parámetros dependientes de la temperatura: I CBO, h FE, V BE Redes empleadas en microondas Elección del punto de operación A: Bajo ruido, baja potencia B: Bajo ruido, alta potencia C: Alta potencia en clase A D: mayor potencia, mayor rendimiento en clase AB o B 3.16

17 POLARIZACIÓN DEL MESFET - La configuración fuente común ofrece la mayor ganancia y la mejor estabilidad r.f. - Puntos de polarización óptimos según aplicaciones: A. ganancia máxima en pequeña señal, I DS alta, V DS =3-4V C. Compromiso entre figura de ruido mínimo y ganancia aceptable I DS I DSS /8 B. Mejor linealidad para operación en alta potencia (I DSS /2, V DSmax /2 10V) - Configuraciones típicas a) 2 fuentes => complejo. Ventaja: fuente a tierra => inductancia serie de fuente mínima, ganancia máxima (útil para f>18 GHz, donde la ganancia es importante). b), c) Igual polaridad de las fuentes (positiva,b; negativa, c) d), e) Resistencias fuente-tierra. Aplicaciones de banda ancha y pequeña señal. Tensión al drenador => la puerta en inverso respecto a fuente. El condensador paralelo proporciona tierra r.f. La resistencia protege contra transitorios e inestabilidades a baja frecuencia. Estabiliza también la corriente. 3.17

18 Aplicaciones de alta potencia (I DS >0.5 A): Uso de fuentes con doble polaridad para asegurar que V GS esté en inverso antes de aplicar tensión al drenador. Circuito práctico: - aislamiento entre MESFET y fuente a baja frecuencia mediante selección de "rf chokes" y condensadores a tierra. - R=10 kω en serie con puerta impide que entre en directa Precauciones contra descarga estática y pulsos electromagnéticos. - Area de trabajo a tierra. Fuentes potenciales de pulsos electromagnéticos dorados de filtros r.f. - Filtrado de fuentes de potencia para eliminar transitorios. - Mantenimiento de la puerta a potencial cero o negativo respecto al más negativo de los otros dos terminales. 3.18

19 El Transistor Bipolar de Heterounión. Principio de operación del HBT. Operación del transistor (npn) en activa directa: V BE >0, V BC <0. -Electrones de emisor a base, I n -Recombinación con huecos I r -e - arrastrados hacia colector I c -huecos desde la base al emisor I p -recombinación en z.c.e. BE, I s. Figura 2. Componentes de corriente en un HBT. BJT tradicional: minimización de I p => aumento dopado de emisor respecto a base => R b alta, V A baja, r o baja, anchura grande para evitar punchthrough HBT: barrera de energía para huecos mayor que para electrones => disminución corriente de huecos, eficiencia de emisor grande independientemente de la relación de dopados entre emisor y base. (BJT) (HBT) 3.19

20 Actuaciones: - dopado de la base tan grande como sea posible => R b decrece, z.c.e. pequeñas -> base puede ser estrecha -> τ t menor, V A elevada, r o aumenta. - Disminuir dopado del emisor -> z.c.e. BE menor, C be menor - Introducción de gradiente en la composición de la base -> cambio progresivo del gap -> inducción de campo eléctrico, arrastre de portadores -> disminución τ t y aumento f t Figura 4. HBT con bandgap gradual en la base. 3.20

21 EL HBT DE GaAlAs/GaAs. La estructura Al x Ga 1-x As/GaAs Fue la primera heterounión que se empleó en los HBTs. Cte de la red Bandgap Afinidad Elect. Cte. Dielec. GaAs: a=5.653 E G =1.42 ev q χ =4.05 ev ε r = 13.1 AlAs: a=5.661 E G =2.16 ev q χ =2.62 ev ε r = 10.1 Figura 17. Ancho de la banda prohibida de diferentes semiconductores en relación con la constante de la red cristalina. Aleación de GaAs y AlAs (Al x Ga 1-x As): material con la misma estructura cristalina y constante de la red que la del GaAs. Ancho de la banda prohibida = 1.42 ev y 2.16 ev, variable de forma aproximadamente lineal con el valor de x. Ventajas del sistema GaAlAs/GaAs 1.- Excelente acoplamiento de red. Diferencia de 0.14% a T=300K Menor a las temperaturas de crecimiento del cristal. 2.- Técnicas avanzadas para el crecimiento de cristales de GaAlAs, MBE o MOCVD. Capas ultradelgadas, dopado adecuado y control. 3.21

22 Estructura del HBT de GaAlAs/GaAs. Figura 18. Sección transversal de un HBT de GaAlAs/GaAs y sección transversal asociada. Emisor: capa de Ga 1-x Al x As, x Mayor x => centro DX (donador profundo) => aumenta la capacidad de la zona de deplexión de emisor y contribuye a efectos de atrapamiento. E GE = 0.30 ev (11 kt) mayor que el de la base Espesor de base µm N AB desde 5x10 18 hasta cm -3 => R b = 100 a 600 Ω/cuadrado. 3.22

23 3.23

24 MODFET ("Modulation Doped Field Effect Transistor") Modulación del dopado -Mejorar funcionamiento de MESFET: más electrones => más impurezas. -Inconveniente: más dispersiones culombianas => menor movilidad Solución: técnica de modulación del dopado -Heterounión Al x Ga 1-x As/GaAs (átomos donadores sólo en Al x Ga 1-x As) -Difusión de e - -> campo eléctrico -> pozo de potencial (100 Å) -Gas electrónico bidimensional, cuantización de energía, subbandas Resultado: -Separación portadores-impurezas (menor dispersión culombiana) -Mayor separación con capa no dopada de Al x Ga 1-x As -Capa adicional de GaAs dopada: contacto óhmico, impedir deplexión y la oxidación de la superficie. S n+ GaAs G n+ GaAs n AlGaAs no dopado n-algaas Gas de electrones bidimensional GaAs intrínseco Sustrato semiaislante D n 3.24

25 TEORÍA Y MODELOS Heterounión con modulación de dopado en equilibrio. Modelo de Anderson: E c =q(χ GaAs -χ AlGaAs ) Condición de neutralidad: n s =N D W Ec. de Poisson para Al x Ga 1-x As: 3.25

26 ESTRUCTURA Y OPERACIÓN DEL TRANSISTOR Fabricación Dispositivo crecido sobre SI GaAs mediante MBE o MOCVD. Pasos: - Capa de GaAs muy puro (1µm) - 2 capas de AlGaAs (no dopada y dopada tipo N) - Capa GaAs (N + ) (50Å): contactos óhmicos proporciona estabilidad - Aislamientos: grabado o implantación - Definición de áreas de fuente y drenador. Evaporación AuGe/Ni/Au y aleación a 400 o C durante 1 minuto - Definición zona de rebaje de puerta (ataque químico o RIE) - Depósito de metal de puerta. Forma de "T". - Pasivación de la superficie: depósito de dieléctrico. 3.26

27 Figuras de mérito: - Campos de aplicación dentro de microondas: amplificación y recepción de bajo ruido (serio competidor del MESFET) =>. frecuencia para ganancia de corriente unidad f T g m /(2πC gs ). MOSFET de canal corto en régimen de velocidad saturada: Interesa v sat mayor y menor longitud de canal HEMT: v sat = cm/s (300K), cm/s (77K) MESFET: v sat cm/s a ambas temperaturas. Longitud del canal. Normas de escala: L/a >>3, ("a" profundidad) MESFET: dificultades para bajar de 0.3 µm HEMT: < 0.1 µm por estar el canal más confinado Ventajas del MESFET: mejor capacidad de potencia Modelo de pequeña señal para microondas: Experimentalmente: f T α 1/L, f T elevados con InAlAs-InGaAs 3.27

28 OTRAS ESTRUCTURAS Objetivo: mejorar anomalías debidas a centros profundos, la baja potencia, la baja reproductibilidad y el alto coste de la tecnología de GaAs. MODFET pseudomórfico Crecimiento de capa muy delgada de In y Ga 1-y As (un período de pozo cuántico) entre Al x Ga 1-x As y GaAs Objeto: no deteriorar la red (Al.15 Ga.85 As-In.15 Ga.85 As) E c =0.3 ev (Al.15 Ga.85 As-GaAs) E c =0.22 ev Ventajas del InGaAs frente al GaAs: mayor movilidad, velocidad de saturación y separación entre mínimos de BC. Desventaja: mayor dispersión por discontinuidad de material (pruebas con sustratos de InP, menor diferencia en la constante de red) Estructuras invertidas y con múltiples interfases Objeto: aumentar la capacidad de corriente Necesario al menos una interfase invertida: Ventajas de la interfase invertida: proporciona barrera a la inyección de electrones calientes desde el 2DEG hasta el sustrato-> mejor conductancia de salida; menor separación entre gas de e - y puerta =>mayor transconductancia pero mayor capacidad de puerta y menor f T. 3.28

29 Compromiso: estructura combinada de las dos anteriores MODFET original con otra capa de AlGaAs debajo del 2DEG, también dopada => doble 2DEG en el GaAs comprendido entre capas de AlGaAs => mayor densidad de electrones, mayor capacidad de potencia. Sustituyendo el AlGaAs dopado por una super-red de GaAs-AlGaAs se consiguen mejores prestaciones. (Super-red: sucesión de capas semiconductoras alternadas. Reducen estrés y dislocaciones). 33 períodos de super-red no dopada sobre GaAs no dopado 10 períodos de super-red con capas de GaAs dopadas 1.5 períodos no dopada para alejar impurezas 3.29

30 Prestaciones de diferentes transistores. GaAs Si MODFET MESFET HBT MOSFET (CMOS) BJT Velocidad Producto potencia retardo Litografía Control Dopado Complejidad Proceso Problemas de materiales Escala de 1 a 5 (1=Mejor, 5=Peor). Ventaja del MODFET: su velocidad MESFET: simplicidad del proceso BJT de silicio y de heterounión: litografía y el control del dopado CMOS: bajo consumo y alta densidad de empaquetamiento. 3.30