Fuente de alimentación con regulador conmutado

Transcripción

1 Fuente de alimentación con regulador conmutado Diagrama en bloques Fuente no regulada ni estabilizada Fuente regulada y estabilizada TRANSFORMADOR RECTIFICADOR FILTRO REGULADOR CARGA FICHA DE ALIMENTACIÓN FUSIBLE INDICADOR DE ENCENDIDO INDICADOR DE NIVEL DE TENSION DE SALIDA

2 Eficiencia El regulador lineal es de baja eficiencia pues toda la corriente de la carga lo atraviesa pero con una gran caída de tensión, por lo que se desperdicia mucha energía que se transforma en calor El regulador conmutado construído con elementos reactivos como capacitores, inductores y llaves conmutadoras de dos estados no genera pérdida de energía por disipación de calor

3 Eficiencia en regulador lineal CIRCUITO DE CONTROL η η = P P C E = V V S E. I. I S S = V V S E η max V S V E Ƞ disminuye con la caída de tensión entre entrada y salida

4 Eficiencia en regulador conmutado η = CIRCUITO DE CONTROL P P C E =1 Ƞ = 100 % por no contener elementos disipativos

5 Ejemplos de reguladores conmutados en la placa madre de una PC

6 Sector fuentes de alimentación auxiliares de la placa madre de una PC

7 Fuente de alimentación principal de una PC de 400W

8 Fuentes de alimentación conmutada de baja potencia

9 Principio de funcionamiento del regulador conmutado I L = I INICIAL + V L L t

10 Determinación de la tensión de salida VS Asumimos que C es lo suficientemente grande como para mantener la tensión de salida constante durante Δt 1 y Δt 2 (V S = estable se logrará por realimentación) Se estudiará el modo continuo, o sea, la corriente en el inductor no se interrumpe en todo el ciclo operativo Llave 1 cerrada llave 2 abierta ( V V ) E S Δt1 IMAX = IMIN + L IL, IS MODO CONTINUO Llave 2 cerrada llave 1 abierta IL MAX IS IL MIN IL Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 t VSΔt 2 IMIN = IMAX L

11 Combinando ambas expresiones se obtiene: V S Δt 2 = ( VE VS ) Δt1 S ( Δt1 + Δt 2 ) VEΔt1 V = V S = V E Δt1 Δt + Δt 1 2 Llamando D al ciclo de trabajo de las llaves 1 y 2 se obtiene: V S = V E D D puede ajustarse entre 0 y 1 por lo que la tensión de salida siempre será menor a la de entrada

12 Considerando: I S = I MAX + 2 I MIN D = Δt Δt + Δt 1 t 1 ON = = 2 T t ON f Se llega a: L = 1 2f ( 1- D) VS ( I I ) MAX S Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.

13 Corriente en la inductancia Corriente en la carga IL MAX I S IL MIN Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 t T NOTAR QUE I S PUEDE TOMAR CUALQUIER VALOR SIEMPRE QUE IL MIN >0

14 IL LÍMITE DEL MODO CONTINUO IL MAX IL=I S IL MIN =0 Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 T Δt 1 Δt 2 La corriente de salida I S está relacionada con la tensión de salida V S y la resistencia de carga R por la ley de ohm: I = S VS R 1 ( 1- D) VS Partiendo de la ecuación que da el valor de la inductancia L = 2f ( IMAX IS ) 1 ( 1- D) VS Siendo para este caso I MAX = 2I S resulta L = 2f I Reemplazando con R MAX = VS ISMIN se tiene el valor crítico de la inductancia (mínimo valor de L) que permite continuar operando en modo continuo con una carga mínima representada por R MAX : ( 1- D) R MAX LC = Al diseñar => L > L C para MC 2f O se tiene el valor crítico de la resistencia de carga que permite calcular la carga mínima que asegurará el funcionamiento en modo continuo para un valor dado de L: 2f L R C = Con lo que debe ser R < R C para MC 1- D ( ) S I S MIN t

15 Se debe diseñar el regulador considerando la carga mínima que tendrá a fin de evitar que entre en el modo discontinuo. Se puede implementar dicha carga como un circuito de drenaje útil como podría ser un LED y/u otro circuito que drene corriente del regulador. El valor de la inductancia se calculará entonces para la condición de carga mínima y para el valor mínimo que se espera se dispondrá de la tensión de entrada V E,o sea para D MAX IL MODO DISCONTINUO IL MAX I S < I MAX /2 0 Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 T Δt 1 Δt 2 t Un regulador operando en modo continuo puede pasar al modo discontinuo al reducirse la carga, o lo que es lo mismo, reducirse la corriente de salida El comportamiento del regulador a lazo cerrado puede volverse inestable si se permite el paso entre modos

16 Rizado de la tensión de salida D=0,5 V O = I L MAX I L MIN 8Cf = 100mA 8.1µF. 50KHz = 250mV V O

17 Rizado de la tensión de salida D=0,25 V O = I L MAX I L MIN 8Cf = 75,5mA 8.1µF. 50KHz = 188,8mV V O

18 Rizado de la tensión de salida Cálculo de V O ii CC II LL MMMMMM II SS - t ON 2 t ON 2 II LL MMIIII II SS t ii CC = II LL MMMMMM II SS tt t OOOO 2 vv CC OOOO = 1 CC 0 vv CC OOOO = [ 1 CC tt OOOO 2 II LL MMMMMM II SS tt dt OOOO 2 II LL MMMMMM II SS t 2 ] tt 0 OOOO tt OOOO 2 vv CC vv CC OOOO = II LL MMMMMM II SS 4CC tt OOOO - t ON 2 t ON 2 vv CC OOOO t En forma similar se calcula vv CC OOOOOO : vv CC OOOOOO = II SS II LL MMMMMM 4CC tt OOFFFF Resultando: VV OO = vv CC OOOO + vv CC OOOOOO = II LL MMMMMM II LL MMMMMM 8CCff Investigar este tema revisando notas de aplicación publicadas por los fabricantes de controladores de reguladores conmutados

19 Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor CIRCUITO DE CONTROL V S = D V ( E VSAT ) VD

20 Circuito de control Como funciona el PWM (modulador por ancho de pulso)? CIRCUITO DE DISPARO AMPLIFICADOR DE ERROR COMPARADOR OSCILADOR REFERENCIA DE TENSIÓN

21 Formas de onda de control NOTA: La forma de onda en azul es una muestra de la tensión de salida. Tener en cuenta que la tensión de salida varía mucho mas lentamente que un periodo del oscilador. Aquí se ha representado así para mostrar como se produce la modulación por ancho de pulso, a partir de la comparación de la señal del oscilador con la señal error resultante de la mezcla entre la muestra de la tensión de salida y la tensión de referencia.

22 Realización práctica con circuito integrado LM2576

23 Adaptador fuente USB para encendedor de automóvil Regulador reductor implementado con el circuito integrado MC34063 de Motorola S Q R Q2 Q1 2 Rsc 0.33 Vin 12 V VCC Ipk Osc + Comp. CT 1.25V Ref Reg 1N L 220 µh CT pf 1.0 µh R1 1.2 k 3.6 k CO 5.0 V/500 ma Vout Optional Filter

24 Estabilidad

25 Limitaciones y problemas impuestos por los componentes 1. Siempre será V E V S + V SAT como ocurre en los reguladores lineales 2. Exigencia en el encendido del transistor debido a la demora en el apagado del diodo, por lo que deben usarse diodos de bajo tiempo de recuperación 3. Si se daña el transistor suele quedar en cortocircuito, con lo que VS=VE destruyendo la carga En consecuencia debe implementarse un efectivo sistema de protección contra sobretensión El más común y sencillo es el CROWBAR con fusible y tiristor, refinándolo para evitar que el tiristor se dispare por sobre picos a la salida o la entrada que si pueden ser tolerados por la carga.

26 Componentes adicionales 1. Cuando el transistor se apaga y hasta que se enciende el diodo hay una sobretensión en el inductor que puede destruir el propio transistor y/o el diodo. Esta sobretensión puede amortiguarse con una simple red RC en paralelo con el diodo, llamada SNUB. Otros circuitos más elaborados para el recorte de las sobretensiones incluyen diodos de recuperación rápida, diodos zener y redes RC.

27 Componentes adicionales SNUB sobre el inductor SNUB sobre la llave

28 Componentes adicionales

29 Componentes adicionales 2. Cambios abruptos en las condiciones de carga o en la fuente de tensión de entrada pueden crear también sobre picos de tensión destructivos para el transistor y/o el diodo. Se pueden suprimir estos transitorios con diodos zener, con dispositivos supresores de transitorios (dos diodos zener de gran corriente y tensión enfrentados en serie), con varistores (resistores dependientes de la tensión), etc. Varistor Supresor de transitorio

30 Componentes adicionales 3. Los reguladores conmutados generan interferencias electromagnéticas (EMI), tanto emisiones de RF desde de los componentes (transistor, diodo, circuito impreso, etc.) como a través de los cables de conexión de entrada y salida, invadiendo el espectro radio eléctrico. Por lo que debe blindarse (encerrarse con una jaula metálica) el conjunto de componentes que produce EMI y también filtrarse las señales de RF que salen del regulador (por los cables) mediante filtros de RF. Filtro de línea de alimentación Fuente de alimentación blindada

31 Regulador FLYBACK Se utiliza el modo flyback para obtener una tensión de salida mayor a la tensión de entrada V > V S E

32 Operación FLYBACK en modo contínuo IL IL MAX IL MIN Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 t V S T Tensión en nodo de conmutación V E 0 t

33 Cálculo de la tensión de salida La corriente en la inductancia, a tensión aplicada constante, varía como: V L L I L = t + I L INICIAL Con la llave 1 cerrada (llave 2 abierta) el inductor se carga de energía en t CARGA : I = I + L MAXIMO L MINIMO V L E t CARGA Con la llave 2 cerrada (llave 1 abierta) el inductor descarga su energía en t DESCARGA : I L MINIMO = I L MAXIMO + V E V L S t DESCARGA Operando se llega a: VE L t CARGA = V S V L E t DESCARGA V E t CARGA = ( V S V E ) t DESCARGA

34 V S V E 0 Tensión en nodo de conmutación ( V S V E ) t DESCARGA V E t CARGA t Notar que el área bajo la curva durante el tiempo de carga es igual al área durante el tiempo de descarga t CARGA t DESCARGA La ecuación anterior se expresa también como: V S VE 1 + = CARGA tdescarga t De donde resulta evidente que siempre es: V S > V E

35 Notar que es: T = t CARGA + t DESCARGA Tomando el desarrollo anterior: V S VE 1 + = CARGA tdescarga Y definiendo ciclo se servicio D como: t Resulta: D = V S t CARGA T VE = 1 D

36 Considerando: I LPROMEDIO = I LMAX + 2 I LMIN D = Δt Δt + Δt 1 t 1 CARGA = = 2 T t CARGA f Se llega a: L = 1 2f ( 1- D)( VS - VE ) ( I I ) LMAX LPROMEDIO Notar que : I = I LPROMEDIO ENTRADA Reflexionar acerca del valor adecuado de L y su relación con la selección de los elementos de conmutación.

37 Reemplazo de llaves por dispositivos de conmutación semiconductor CIRCUITO DE CONTROL V S = 1+ CARGA ( VE VSAT ) VD t t DESCARGA

38 Realización práctica con circuito integrado LM2577

39 Operación FLYBACK en modo discontínuo IL IL MAX V S Δt 1 Δt 2 Δt 1 Δt 2 T Tensión en nodo de conmutación Δt 1 Δt 2 T > t CARGA + t DESCARGA t V E 0 t En el modo discontínuo el inductor se descarga completamente en cada ciclo

40 Regulador conmutado aislado Permite tensiones de salida menores o mayores que la de entrada Se pueden obtener varias tensiones de salida simultáneas y con diferente polaridades

41 Funcionamiento El primario se carga durante el tiempo de encendido del transistor Luego la tensión del inductor se invierte y se auto ajusta a: V N = V = ( V + V ) 1 PRI V SEC N2 SALIDA DIODO Cuando se carga el primario, el secundario está inactivo debido a la polaridad de conexión del diodo Cuando el secundario está activo el primario queda inactivo debido a que primario y secundario están en contrafase SEC

42 Cálculo de la relación de espiras IL I1 PRIMARIO IL I2 SECUNDARIO 0 Δt 1 Δt 2 Δt DISC. t 0 Δt 1 Δt 2 Δt DISC. t I I T T V V L + V E SAT S D = t I = t + I L1 L L2 1 V V S D E SAT = t 0 = tdescarga + I 2 CARGA L L2 1 Δt 1 = t CARGA Δt 2 = t DESCARGA I 2 = V V S V + V + V L Δt DISC. = 0 en el límite entre el modo continuo y discontinuo 2 D t DESCARGA

43 Relación de espiras/inductancias bobinadas en un mismo núcleo: L L N N = Por conservación de la energía: I L I L = Combinando ambas expresiones se obtiene: I I N N = Operando y combinando con las expresiones de la corrientes para Δt DISC. = 0 se obtiene: CARGA DESCARGA SAT E D S t t V V V V N N + = 1 2 D D V V V V N N SAT E D S + = Cálculo de la relación de espiras Resultando:

44 Recomendaciones para el núcleo Con L pequeña se logra menor tamaño del transformador pero a costa de mayores corrientes, esto puede ser destructivo para los semiconductores. Como el núcleo opera en una sola dirección de flujo magnético puede alcanzar la saturación rápidamente perdiendo valor de L y aumentando las corrientes, ocurriendo la destrucción de los semiconductores Esto último puede mejorarse utilizando un núcleo con un corte total o parcial.

45 Formas de onda en primario y secundario Modo discontinuo Tensión en nodo de conmutación (N 1 /N 2 )V S +V E V E 0 t Tensión en nodo de unión de L 2 y el diodo V S 0 t = área -(N 2 /N 1 )V E

46 Circuito típico simplificado de un regulador flyback aislado CONTROLADOR OPTOACOPLADO

47 Regulador aislado para LEDs Corriente constante 220V RECTIFICADOR Y FILTRO DISPOSITIVOS DE ENCLAVAMIENTO

48 Modo PUSH PULL Explicar como funciona!

49 Formas de onda de control en modo push-pull Muestra de la tensión de salida

50 Detalles asociados con el funcionamiento El transformador no se utiliza para almacenar energía sino solo para elevar o reducir la tensión de entrada Notar que los diodos D1 y D2 además de rectificar actúan como llave de enclavamiento para la descarga del inductor Requiere 2 transistores de conmutación que conducen en forma alternada Se obtiene en flujo magnético alterno en el núcleo, logrando mayor eficiencia del mismo al trabajar lejos de la saturación pudiendo utilizar tamaños menores que el modo FLYBACK Con el modo alterno se puede obtener el doble de potencia que el equivalente FLYBACK operando a la misma frecuencia Puede obtenerse potencias de cientos de watts IMPORTANTE: cada transistor debe soportar el doble de la tensión de alimentación cuando está apagado.

51 Formas de onda en primario y secundario Tensión en nodo de conmutación en primario 2V E V E 0 t T Tensión en el ánodo del diodo del secundario (N 2 /N 1 )V E 0 t

52 Limitaciones Muy difícil lograr total simetría en el flujo magnético alternado llevando a crearse un remanente de flujo continuo que provoca exceso de corriente en alguno de los transistores pudiendo llevarlos a la destrucción CAUSA DE LA ASIMETRÍA: Diferente tensión de saturación en cada transistor Diferentes mitades del bobinado primario y secundario

53 Modo MEDIO PUENTE ½ VE Explicar como funciona!

54 Detalles asociados con el funcionamiento El balanceo del núcleo se logra con dos capacitores La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior

55 Modo PUENTE Bloquea la corriente continua Explicar como funciona!

56 Detalles asociados con el funcionamiento en modo puente El balanceo del núcleo se logra con un capacitor La dificultad está en la excitación (disparo) del transistor superior Se obtiene más eficiencia que en el medio puente porque el primario recibe toda la tensión de entrada y se puede obtener el doble de potencia (que en el medio puente) Analizar una fuente de PC (A partir de su esquema eléctrico unas páginas más adelante)

57 Disparo de los transistores Se puede utiizar un transformador de pulsos o un desplazador de nivel para excitar al transistor superior del medio puente o del puente. Como ejemplo de circuito de excitación por desplazamiento de nivel se cita el IR2181 del fabricante International Rectifier. En la hoja siguiente puede verse su diagrama interno y una aplicación típica Luego, en el esquema de la fuente para PC, se podrá ver un ejemplo de excitación con transformador de pulsos

58 Esquema interno del IR2181 Circuito típico de aplicación Capacitor Bootstrap

59 Esquema eléctrico de una fuente para PC SIMPLIFICADO

60 Esquema eléctrico de una fuente para PC

61 Amplificadores de instrumentación

62 Solución al problema de transmisión de señales a distancia V 1 +V R (V 2 +V R ) = V 1 V 2 = 2V MIC V 1 = V MIC V 1 +V R R R V 2 = V MIC V 2 +V R V MIC R R R R

63 INTRODUCCIÓN Un amplificador de instrumentación es un tipo particular de amplificador diferencial que fue provisto de buffers de entrada, eliminando la necesidad de equiparar impedancias, lo cual lo hace un amplificador adecuado para mediciones y testeo de equipos. Posee como características adicionales tener muy bajo offset de DC, baja variación de sus parámetros con la temperatura, bajo ruido, muy alta ganancia a lazo abierto, muy alta relación de rechazo de modo común, y muy altas impedancias de entrada. Los amplificadores de instrumentación son utilizados en aplicaciones en las que se requiere gran precisión y estabilidad a corto y largo plazo.

64 DIAGRAMA ESQUEMÁTICO Y PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO Se puede dividir el esquemático en dos etapas. La primera formada por un buffer con ganancia y la segunda es un circuito restador. vo Ejercicio 1 Calcular la impedancia que ve V1 para V2=0 y V3=0

65 Etapa 1: Buffer de entrada Ganancia de Modo Diferencial Si definimos Vod = Va - Vb y Vid = V1 - V2 el valor de Avd1: Va Si aquí definimos que las resistencias R1 son iguales obtenemos el valor final: Ganancia Modo Común Vb Se puede ver que si se aplica la misma tensión a ambos terminales de entrada, el resistor RG estará a una diferencia de potencial cero. Luego no puede circular corriente por él, generando que no pueda haber corrientes en los resistores R1. Con lo cual la tensión de entrada se traslada a las salidas dando una ganancia de modo común unitaria. AA vvvvv = 1

66 Etapa 2: Amplificador restador Va Ganancia de Modo Diferencial ( Si R 2A =R 2B =R 2 y R 3A =R 3B =R 3 ) Ganancia Modo Común Vb Si R 2A =R 2B y R 3A =R 3B AA vvvvv = 0 Relación de Rechazo de Modo Común Dado que la ganancia de modo común de la primera etapa es unitaria la relación será simplemente: Es por esta relación que se elige dar toda la ganancia a la primera etapa para maximizar la ganancia de rechazo total.

67 Tensiones de Offset Este amplificador está diseñado para amplificar tensiones continuas. Si se le da esta utilidad, hay que tener en cuenta las tensiones de offset que aparecerán sumadas por cada operacional. Se pueden modelar como sigue: V off 1A V off 2 vo V off 1B Sabiendo los valores de ganancia diferencial se puede obtener el efecto del offset a la salida: Siendo que toda la ganancia se coloca en la primera etapa el offset del segundo operacional es despreciable y luego:

68 Adaptador de no balanceado a balanceado VO Ejercicio 2 Calcular la ganancia VO/VS Calcular la impedancia que ve VS

69 Adaptador de no balanceado a balanceado NO INVERSOR VO Ejercicio 3 Calcular la ganancia VO/VIN Calcular la impedancia que ve VIN (Todas la resistencias de 10KΩ)

70 Realimentación positiva Osciladores sinusoidales

71 Sistema realimentado positivamente v i + + v e a v o v f f v = v + e v f = fv o i v o = av e v f A = v v o i = a 1 af Condición de oscilación: af =1 ó af = 1 Λ 0º ó af = 1 Λ 360º

72 Se tendrá una señal de salida incluso con v i =0 : v i =0 + + v e a v o v f f Con lo que finalmente se tiene el siguiente sistema: af =1 Oscilación a v o af <1 No oscilación af >1 Oscilación con amplitud creciente f

73 La forma de las señales de salida serán: af <1 af > 1 af =1 Cuando la amplitud de la oscilación es creciente, será limitada (por recorte) debido a los límites de operación del amplificador, produciéndose distorsión de la forma de onda Para sostener la oscilación debe asegurarse que: = 0º o af 1 360º a la frecuencia de oscilación deseada y ninguna otra frecuencia Éstas condiciones se deben mantener ante cambios de valor de los componentes por tolerancia, envejecimiento, temperatura, reemplazo, etc.

74 Estabilidad en frecuencia: La estabilidad en la frecuencia se logra haciendo que el corrimiento en fase sea una función muy dependiente de la frecuencia en la zona cercana a la frecuencia de oscilación ω O, esto de logra con un Q alto. ω si ω ω O

75 Estabilidad en amplitud: Se debe lograr una gran dependencia negativa de la variación de la ganancia respecto de la amplitud de salida: a v O <0 con af ligeramente mayor que 1 o a estabilizado alinealmente

76 Ejemplo 1: Amplificador realimentado con circuito resonante LC : v i a av i

77 Sean las siguientes sustituciones: R = 1 Ri // R RF = RO + R 3 v f =v i a v O =av i

78 Resolviendo: f v f ( jω) = ( jω) v O = jωl // jωl // 1 jωc 1 jωc // // R 1 R 1 + R F af ( jω) = R jωla ( 2 1 ω LC) + jωl( 1 R / R ) F + Una condición para la oscilación es cuando la fase se anula: En consecuencia es: af ( jω) a = 1+ R / R La otra condición para la oscilación es: af ( jω) = 1 F 1 F 1 ω = 1 LC Con lo que resulta: a = 1+ R / R F 1

79 Ejemplo 2: Oscilador Colpitts: 30Vpp Pequeña señal Gran señal Modelo del transistor

80 Respuestas: Saturación

81 Ejemplo 3: Oscilador Hartley L3 L Q1 CIFRADOR 26 bits

82 Ejemplo 4: Oscilador por equilibrio en Puente de Wien vo Para una determinada amplitud v O, la señal presente en la rama izquierda (entrada del amplificador) será de igual amplitud que la presente en la rama derecha (entrada + del amplificador). Esto solo puede ocurrir a la frecuencia de mínima atenuación del filtro pasabanda de la rama derecha siempre y cuando dicha atenuación sea igual a la atenuación producida en la rama izquierda por la relación R1/R2.

83 Oscilador Puente de Wien a V v o A v f f La oscilación se inicia por ruido térmico en los componentes o en el amplificador

84 f ( s) = v v f O ( s) src = ( s) s R C + s3rc + 1 ( ) A s = v v f ( s) R2 = 1 ( s) R1 O + Aplicando la condición para la oscilación: ( ) f ( s) = 1 A s Se tiene que: + R src = R 1 s R C + s3rc 1 Haciendo s=jω, se llega a: Igualando partes reales: R R 2 jωrc = R C ω = ω R C => 1 f O = 2πRC j 3 RCω 1 Igualando partes imaginarias: R2 R 1 + jωrc = j3rcω R => 1+ 2 = 3 1 R 1

85 Como lograr estabilidad de la amplitud v X i Con lámpara incandescente i v X

86 Oscilador senoidal 1KHz, distorsión armónica 0,03% Estabilizado con FET

87 Característica de salida del FET R d = 1 Pendiente I D V DS R d 150Ω@VGS = 0V

88 Resistencia Drain-Source versus VGS Ω R d V -2,9-2,8-2,7-2,6-2,5-2,4-2,3-2,2-2,1-2 -1,9-1,8-1,7-1,6-1,5-1,4-1,3-1,2-1,1-1 -0,9-0,8-0,7-0,6-0,5-0,4-0,3-0,2-0,

89 Respuestas V O 4Vpp V GS 1mVpp

90 Oscilador T Puenteada Mas estable en frecuencia que el de Wien 1 5/6 4/6 3/6 2/6 1/6 Respuesta del filtro 1/ K 3K 10K 30K 100K FRECUENCIA [Hz] El sistema oscila debido a que la realimentación negativa es menor que la positiva para cualquier frecuencia excepto para la central del filtro notch en que ambas realimentaciones son iguales, con lo que resulta af(s)=1 a esa frecuencia

91 Oscilador T Puenteada Simulación filtro

92 Multiplicación analógica

93 Multiplicador básico Celda Gilbert básica I SALIDA I I I I C3 C5 C 4 C6 Niveles de señal V 1 y V 2 inferiores a V T V 1, V 2 V T I SALIDA I V V EE 1 2 4V T 2

94 Aplicación como doblador de frecuencia V SALIDA Conversor corriente diferencial a tensión en modo común A 10mV 1 A 2 10mV 4mV 1,5V VSALIDA A1 coswt A2 cos(wt) A1 A 2 2 4V V 2 T cos2wt mV cos2wt 75mV

95 Aplicación como doblador de frecuencia V SALIDA 75mV cos2wt 75mV V ENTRADAS 10mVcoswt

96 Aplicación como modulador 12V 3,9K 3,9K 1K 100n 1K LM K 6,8K 8V

97 Aplicación como modulador Modulación 1KHz al 80% (con portadora de 25KHz) Espectro de la señal de salida Señal de salida Señal de entrada

98 SSM2164 Circuito equivalente Aplicación como VCA Atenuador controlado por tensión

99 Aplicación como VCA Control de volumen SSM2164 Circuito de aplicación

100 Aplicación como VCA Filtro de variable de estado ajustable por medio de R

101 Aplicación como VCA Resistor controlado por tensión SSM2164 En filtro de variable de estado, reemplazando R

102 Multiplicador analógico gran señal Niveles de señal V 1 y V 2 superiores a V T V OUT K 1 K2 K3V1 V2

103 W X X Y Y V 1 2 Z

104 Aplicación como detector de Fase

105 Aplicación como detector de Fase

106 Aplicación como detector de Fase Tomando el valor medio o promedio: -

107 Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase Demodulador de FM Entrada Detector de Fase Filtro de Lazo Amplificador Salida 1 Oscilador controlado por Tensión (VCO) Copia de la frecuencia de entrada Salida 2 Tensión de control del oscilador

108 Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase Aplicación como multiplicador de frecuencia Entrada Detector de Fase Filtro de Lazo Amplificador N Multiplica por N la frecuencia de entrada Oscilador controlado por Tensión (VCO) Salida

109 Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase (en condición enganchado) f i K D [V/rad] F(s) A V O f osc w osc 1/s K O [(rad/seg)/v] V Φ O i 1 K K D F(s)A K F(s)A s D O Siendo ω i d dt i resulta también V ω O i s K K D D F(s)A F(s)A K O

110 Aplicación como detector de Fase Lazo Enganchado en Fase Rangos de acomodamiento del sistema