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1 k 19 OFICINA ESPAÑOLA DE PATENTES Y MARCAS ESPAÑA 11 k Número de publicación: k Número de solicitud: k Int. Cl. 7 : H02M 1/00 H02M 3/33 H02M 7/217 k 12 SOLICITUD DE PATENTE A1 22 kfecha de presentación: k Solicitante/s: UNIVERSIDAD CARLOS III DE MADRID (O.T.R.I) Avda. de la Universidad, Leganés, Madrid, ES k k 43 Fecha de publicación de la solicitud: k 43 Fecha de publicación del folleto de la solicitud: Inventor/es: Barrado Bautista, Andrés; Lázaro Blanco, Antonio; Oĺıas Ruiz, Emilio y Pleite Guerra, Jorge k 74 Agente: No consta k 4 Título: Convertidor de corriente alterna-continua de una etapa con corrección de factor de potencia. ES A1 7 k Resumen: Convertidor de corriente alterna-contínua de una etapa con corrección de factor de potencia. El convertidor, en el que la corrección del factor de potencia se realiza de forma activa en una sola etapa, puede representarse mediante dos convertidores internos. El primero de ellos tipo Flyback, con un transformador con dos secundarios y dos diodos de salida, distribuye parte de la energía de entrada hacia la carga a través de DS1, el resto de la energía se almacena en C1 a través del diodo auxiliar DAUX. El segundo de los convertidores alimenta complementariamentelasalidaatravés del diodo DS2 desde C1, permitiendo que durante todo el ciclo de red la carga permanezca alimentada con potencia constante. El corrector del factor de potencia presenta como características importantes el que la tensión de C1 puede ser indistintamente mayor o menor que la tensión de salida, pudiendo ajustarse su valor por diseño, y que la realización preferente presenta un único elemento interruptor. Venta de fascículos: Oficina Española de Patentes y Marcas. C/Panamá, Madrid

2 1 ES A1 2 DESCRIPCION Convertidor de corriente alterna-contínua de una etapa con corrección de factor de potencia. Objeto de la invención La invención se refiere a un convertidor de corriente alterna - continua conmutado, de una etapa y corrección del factor de potencia, desarrollado, con una topología sencilla, pocos componentes y con un simple bucle de control. La invención presenta como primer objetivo la selección de la tensión del único condensador de almacenamiento por debajo del valor de pico de la tensión de red e incluso por debajo de la tensión de salida del convertidor, y una inherente baja variación de la tensión del condensador de almacenamiento tanto frente a la potencia entregada a la carga como frente al valor eficaz de la tensión de red. Un segundo e importante objetivo es que el contenido armónico de su corriente de entrada cumpla la norma EN , incluyendo los límites de la clase D. Por último, el tercer objetivo es obtener una tensión de salida totalmente regulada con respuesta dinámica rápida. Antecedentes de la invención Hasta los últimos años 80 y principios de los 90, los armónicos de corriente introducidos por los equipos electrónicos en la red de energía eléctrica se consideraban poco relevantes. Sin embargo, en los últimos años la cantidad de equipos electrónicos conectados a la red ha crecido exponencialmente, sobre todo ordenadores personales y sus monitores y también las televisiones, realizando estos equipos electrónicos una conversión CA/CC que resultaba altamente polucionante, ya que devolvían corriente a la red con un elevado contenido armónico. Los problemas asociados a los armónicos de corriente son principalmente: Pérdidas adicionales de potencia a la hora de generar y transportar una determinada cantidad de potencia activa, y distorsión de la onda de tensión que reciben los abonados. Consciente de esta ingente problemática, la Unión Europea ha asumido un papel pionero, ya que ha sido la primera en limitar de manera legal el contenido armónico devuelto a la red, a través de la directiva sobre Compatibilidad Electromagnética 89/336/CEE (Ley de obligado cumplimiento) y la norma armonizada EN (recomendación técnica de carácter voluntario). Se hace por tanto necesario que las actuales fuentes de alimentación CA/CC superen las limitaciones que presentaba la etapa clásica, el rectificador de onda completa mas filtro por condensador, para realizar esta conversión. Las soluciones a este problema son muchas incluso para los diferentes rangos de potencia que se contemplan en la norma (7 a 300 W). Existen una serie de alternativas a las fuentes de alimentación clásicas para intentar reducir los armónicos de corriente: Soluciones pasivas.- Las soluciones pasivas introducen junto con el rectificador un bloque de filtrado, no sólodelatensión de salida sino también de la corriente de entrada, compuesto por elemen tos pasivos: inductancias y condensadores. Estas soluciones consiguen modificar la forma de onda de la señal de corriente absorbida de la red hasta lograr un contenido armónico menor que los límites de las normas. Simultáneamente se coloca un regulador lineal o un convertidor CC/CC en la salida. Soluciones activas. Otra opción que permite reducir el contenido de armónicos de la corriente de entrada, consiguiendo que el valor medio de la misma sea más próximo a una sinusoide, es la utilización de una solución activa, en cuanto que hay un convertidor que conmuta y cuya modulación PWM (modulación de ancho de pulso) de esta conmutación conforma la corriente de entrada. Tradicionalmente esta técnica se ha denominado corrección del factor de potencia, CFP, y consiste básicamente en la introducción de un convertidor CC/CC entre el puente rectificador y la carga. El cambio diferenciador que presenta esta configuración es que se elimina el condensador de filtrado, situado a la salida del rectificador, de forma que se consigue que sea el control PWM del convertidor conmutado quien module el valor medio de la corriente de entrada. Existen dos alternativas para la nueva ubicación del condensador electrolítico cuya misión ahora no es tanto filtrar sino almacenar energía, estas posibilidades son: En soluciones de dos etapas, se sitúa en la salida del convertidor CC/CC. En soluciones de una etapa, se sitúa en lugar distinto de la salida, eliminando de ésta el rizado de 100 Hz y consiguiendo respuesta dinámica rápida. Los primeras soluciones se han denominado Pre-reguladores del factor de potencia (PFP). Estos convertidores conseguían contenidos armónicos de la corriente de entrada muy reducidos o nulos, e incluían un condensador a la salida. En este condensador aparece inevitablemente un rizado de 100 Hz que limita mucho la respuesta dinámica de estos convertidores. Como primera solución a este último aspecto (todavía vigente para potencias elevadas) se utiliza un segundo convertidor en cascada con el PFP, para proporcionar la respuesta dinámica adecuada. La segunda solución, los denominados correctores del factor de potencia de una etapa, aprovechan que la norma EN no obliga a que la corriente de entrada sea completamente sinusoidal sino que admite un cierto contenido de armónicos, para situar el condensador electrolítico en otro lugar distinto a la salida y para procesar la energía un número de veces menor que dos. De esta manera se puede reducir el número de componentes y por consiguiente disminuir el coste. Del mismo modo, estas soluciones resuelven algunos de los problemas citados para el primer tipo de soluciones, como la eliminación del rizado de 100 Hz de la tensión de salida, consiguiendo por tanto respuesta dinámica rápida. Sin embargo, este segundo conjunto de soluciones está

3 3 ES A1 4 normalmente limitado a valores de potencia inferiores o iguales a 300 W. En un número elevado de las soluciones del estado de la técnica de los correctores del factor de potencia en una etapa, aparecen como principales inconvenientes que la tensión del condensador de almacenamiento resulta muy variable, y de muy elevado. Además, el contenido armónico de la corriente de entrada es en muchos casos dependiente de la carga y del valor eficaz de la tensión de entrada. Cabe destacar la existencia de soluciones concretas, que con diferente topología, ingeniosamente tratan de minimizar tal remarcada problemática. La solicitud de Patente PCT US 01/ (número de publicación WO 01/7998) y la Patente Norteamericana número US , conforman con mayor proximidad el Estado de la Técnica de la invención de esta solicitud. La solicitud de Patente PCT US01/03388 propone un convertidor CA - CC con corrección del factor de potencia en una sola etapa, que centra sus características en reducir la tensión del condensador de almacenamiento en el entorno de los 40V. Esta solución consigue una tensión del condensador de almacenamiento siempre superior al valor de pico de la tensión de la red, muy poco variable con la potencia cedida a la carga aunque si varía sensiblemente con la tensión eficaz de entrada. La corriente que demanda de la red presenta zonas muertas en los pasos por cero de la tensión de entrada, (o distorsión de cruce), aunque el convertidor puede ser diseñado para cumplir la norma EN Esta solución además añade muy pocos componentes a un simple convertidor Flyback. El segundo documento de interés, la Patente Norteamericana número US , propone un convertidor CA - CC con corrección del factor de potencia en una sola etapa que consigue una tensión del condensador de almacenamiento siempre superior al valor de pico de la tensión de la red. En su realización preferente la tensión del condensador varía con la potencia cedida a la carga ytambién con la tensión eficaz de entrada, presentando a su vez la corriente que demanda de la red zonas muertas, a la vez que su contenido armónico varia con el grado de carga. El convertidor puede ser diseñado para cumplir la norma EN La presente solicitud de patente, obtiene una tensión en el condensador de almacenamiento enclavada en un valor inferior o superior a la tensión de salida y cuyo valor concreto puede fijarse por diseño y que por supuesto puede estar por debajo del pico de la tensión de red. Además la corriente de entrada no presenta zonas muertas, manteniéndose su contenido armónico prácticamente invariante con los distintos valores de la potencia que demande la carga. Descripción de la invención El convertidor de corriente alterna - continua de una etapa con corrección de factor de potencia que se preconiza ha sido concebido para resolver de forma satisfactoria la problemática anteriormente referida, en base a una solución sencilla y eficaz, que supera los inconvenientes de los dispositivos y técnicas conocidas. Concretamente, el convertidor de la invención presenta un diagrama de bloques representado en la figura 1, cuya topología puede ser representada mediante dos convertidores internos, y un nexo N entre el convertidor 2 y el elemento almacenador de energía, C 1. Las corrientes medias y por tanto la potencia, evolucionan al ritmo de variación de la tensión de la red de corriente alterna, por lo que a frecuencia de red, el diagrama de bloques puede explicarse como sigue: El convertidor 2 toma la potencia procedente del rectificador de entrada (por el camino 1). Después, cede una parte directamente a la carga 3 yelresto 2 lo entrega a un elemento almacenador de energía, el condensador C 1. El convertidor 1 extrae energía del almacenamiento 4 y la cede a la carga, demaneraque,la carga permanece alimentada con potencia constante durante todo el ciclo de red, permitiendo así, que la tensión de salida presente respuesta dinámica rápida. Dependiendo del convertidor en concreto, aparece una rama formada por dos o tres componentes (bloque N), que sirve de nexo entre el convertidor 2 y el condensador de almacenamiento. Este nexo permite controlar la cantidad de energía cedida al almacenamiento, 2. Los convertidores internos 1 y 2 están controlados por un ciclo de trabajo, común a ambos y generado por un único circuito de control. Por tanto esta topología necesita un único lazo de realimentación para controlar los dos elementos interruptores (MOSFET) de que consta. Analizado el principio de funcionamiento básico del convertidor, se reseñan a continuación una serie de características importantes y diferenciales con respecto a los desarrollos del estado de la técnica: - El convertidor 2 siempre presenta topología Flyback, permaneciendo inalterada la entrada respecto a la del convertidor Flyback clásico, mientras que en la salida se ha añadido una rama (N) para alimentar al condensador de almacenamiento. - La implementación del convertidor 1 resulta topológicamente distinta, aunque funcionalmente es idéntica. Ciclo a ciclo de conmutación (no a frecuencia de red), el convertidor 1 almacena energía procedente del condensador C 1, en la inductancia magnetizante del transformador de salida T 2 durante la conducción del interruptor S S2, cediéndose a continuación a la carga a través del diodo D S2. - Todos los magnéticos del convertidor (inductancias magnetizantes de los dos transformadores) operan en Modo de Conducción Discontinuo, (MCD). - Aparece en todos los convertidores un intervalo del periodo de conmutación, que se denomina intervalo de inductancias en serie. Durante éste intervalo, las inductancias magnetizantes de los transformadores, quedan dispuestas en serie y se desmagne- 3

4 ES A1 6 tizan al mismo ritmo hasta hacer nula su corriente. - Se consigue que la tensión del condensador de almacenamiento presente un valor lo suficientemente reducido como para que C 1 pueda implementarse con condensadores comerciales (<40 V) y un valor lo suficientemente alto como para que el almacenar una cierta cantidad de energía no provoque un tamaño excesivo de C 1. -Latensión del condensador de almacenamiento puede ser superior o inferior a la de la tensión de salida, pudiéndose elegir en función del diseño. - El convertidor presenta una variación de la tensión en C 1 muy reducida frente a las variaciones de la carga y reducida ante variaciones del valor eficaz de la tensión de la red que alimenta al convertidor, propiedad que permite diseñar de forma optimizada el valor del condensador de almacenamiento. - La forma de onda de la corriente de entrada es independiente de la potencia suministrada a la carga, de modo que se cumplen los límites de la Clase-D de la Norma Europea EN para cualquier condición de operación siempre que se cumplan a plena carga, hecho que proporciona una elevada robustez a la solución propuesta. Descripción de los dibujos Para complementar la descripciónqueseestá realizando y con objeto de ayudar a una mejor comprensión de lascaracterísticas de la invención, de acuerdo con un ejemplo preferente de realización práctica de la misma, se acompaña como parte integrante de dicha descripción, un juego de dibujos en donde con carácter ilustrativo y no limitativo, se ha representado lo siguiente: La figura 1.- Muestra un diagrama de bloques de la topología del Convertidor Alterna - Continua objeto de la presente invención. La figura 2.- Muestra un esquema de la realización preferente del Convertidor Alterna - Continuadelainvención. La figura 3.- Muestra las formas de onda a frecuencia de conmutación en distintos elementos del Convertidor Alterna - Continua de la invención. La figura 4.-. Muestra los dos modos de conmutación del Convertidor Alterna - Continua de la invención. La figura.- Muestra el esquema de una variante de realización del Convertidor Alterna - Continua de la invención, con dos elementos interruptores S 1 ys 2 La figura 6.- Muestra las formas de onda a frecuencia de conmutación en distintos elementos de la variante de realización del Convertidor Alterna Continua de la invención. La figura 7.- Muestra los dos modos de funcionamiento de la 1 ā variante de realización del Convertidor Alterna - Continua de la invención. Realización preferente de la invención De cara al entendimiento de las realizaciones descritas en este apartado, y para facilitar la explicación del proceso de conmutación, se ha adoptado una notación, que se describe a continuación y que hace referencia a las relaciones de transformación y las inductancias magnetizantes de los transformadores T 1 yt 2,así como a las corrientes que por ellas circulan. Las inductancias L 11,L 12 yl 13 representan una misma realidad física, que es la creación del flujo en el transformador T 1. L 11 se refiere por tanto a la inductancia magnetizante de T 1 cuando se la representa en su devanado primario, L 12 cuando se la representa en el secundario y L 13 para su representación en el devanado terciario. Para L 21 yl 22 rige un criterio idéntico. De esta forma, la relación de transformación para T 2 será: n 2 = L22 L 21 En cuanto a la relación de transformación de T 1 por presentar tres devanados, resulta más cómodo utilizar el númerodeespirasndecada uno de ellos. Para el transformador T 1,N 1 representa el número de espiras del devanado primario yn 2 yn 3 el número de espiras para los devanados secundario y terciario respectivamente. Extendiendo la aplicación de estos criterios, es importante destacar, que cuando en las formas de onda a frecuencia de conmutación (figuras 3, y 6) aparece el símbolo Ip L12,éste se refiere a la corriente de pico que circula por la inductancia L 12. PortantolacorrienteIp L22 es la misma corriente de pico anterior, pero circulando por el devanado secundario de T 2. Entrando ya en la explicación de la realización preferente de la invención, como se puede ver en las figuras referidas, en particular en las figuras 1 y 2, el convertidor de la invención comprende de forma general un convertidor 2 tipo Flyback, un convertidor 1 también tipo Flyback, un condensador de almacenamiento C 1 y un bloque N que sirve de nexo entre el convertidor 2 y el citado condensador de almacenamiento. Como característica destacable de esta topología, resaltar que los dos convertidores 2 y 1 comparten un único elemento interruptor S 1. Mas concretamente, el convertidor 2 (entrada de la etapa de potencia) es un convertidor Flyback conuntransformadort 1 con dos secundarios y dos diodos de salida D S1 yd AUX que dividen la energía tomada de la red en dos partes, la primera de ellas transferida directamente a la carga através de D S1, de modo que resulta ser una potencia procesada un única vez, y la segunda, circulando por D AUX se almacena en el condensador de almacenamiento C 1. El convertidor 1 está compuesto por el transformador T 2, el elemento interruptor S 1 yeldiodo D S2,demodoqueapartirdelaenergía almacenada en C 1 y complementando a la potencia de procesado único, este convertidor alimenta la salida, vía D S2, de manera que la carga es alimentada con potencia constante durante todo el ciclo de red. El bloque N, nexo entre el convertidor 2 y el condensador de almacenamiento C 1, está compuesto por el devanado L 13 de T 1 y el diodo D AUX. Por último, señalar que la función del diodo DSS es la de permitir compartir el elemento in-

5 7 ES A1 8 terruptor S 1 por parte de los dos convertidores internos 1 y 2. Modos de Funcionamiento En base a este esquema de convertidor que la invención propone, a lo largo del ciclo de red aparecen dos modos de funcionamiento distintos. Estos modos se han denominado Zona 1 y Zona 2. Zona 1 A partir del instante en que se apaga el elemento interruptor S 1 entran en conducción los diodos D S1 yd S2. La conducción de D S1 impone la tensión en el ánodo de D AUX, siendo ésta igual a la tensión Vo N N3 La conducción de D S2 2 impone la tensión en el transformador T 2 ypor tanto en el cátodo de D AUX. La tensión ánodocátodo resultante lo polariza inversamente. Cuando L 22 ha desmagnetizado totalmente, D S2 se corta y ya no se impone la tensión ánodocátodo de D AUX, pudiendo éste entrar en conducción. Ahorabien,yestaeslarazón de que aparezca la Zona 1, para valores bajos de la tensión de entrada, L 12 desmagnetiza antes de que lo haya hecho L 22, por tanto, en el instante en que D AUX puede comenzar a conducir parte de la corriente de desmagnetización de L 12,ésta ya se ha agotado en Zona 1. Como consecuencia de todo ello, D AUX no llega a polarizarse nunca en Zona 1 y por tanto en este modo de funcionamiento, la carga se alimenta desde la entrada y desde el almacenamiento, pero C1 no se recarga. Zona 2 En esta zona, la de mayor duración como se aprecia en la figura 4, la tensión de red ya es lo suficientemente elevada como para que en el instante en que puede entrar en conducción D AUX, la corriente de desmagnetización de L 13 no se haya agotado y pueda circular a través de D AUX, para recargar el condensador de almacenamiento C 1. Etapas de conmutación Las etapas de conmutación (figura 3) que suceden a lo largo de un periodo de conmutación son las siguientes: Etapa 1 Conducción de S 1.Duración d Cuando conduce S 1, la inductancia L 21, se magnetiza con la tensión V C1 y la inductancia L 11 lo hace con la tensión de entrada. Es de reseñar que durante esta etapa, a través del elemento interruptor S 1 circulan las corrientes de magnetización de ambos trasformadores L 11 y L 21, como puede observarse en la curva correspondiente a i S1 de la figura 3. Etapa 2 Desmagnetización de L 22.Duración d1 L 22 desmagnetiza hacia la salida a través de D S2. Durante esta etapa, el diodo D AUX está inversamente polarizado, favoreciendo el flujo de energía de un solo procesado. Etapa 3 D AUX yd S1 comparten la corriente de desmagnetización de L 12.Duración d2 D AUX yd S1 comparten la corriente de L 12. Una vez que L 22 ha desmagnetizado, parte de la corriente de L 12 puede empezar a circular a través de D AUX. Enelinstanteenquelacorrientepor D AUX referida al secundario de T 1 yl 12 se igualan, D S1 se corta, terminando así laetapa. Etapa 4 Intervalo de Inductancias en serie. Duración d3 Cuando D S1 deja de conducir, las inductancias magnetizantes de los dos transformadores, L 13 yl 21 quedan conectadas en serie y a través de D AUX, desmagnetizan juntas con la tensión de C 1. Tras esta etapa aparece el tiempo muerto correspondiente a cualquier convertidor que trabaje en Modo de Conducción Discontinuo. Las etapas 3 y 4 permiten la recarga de C 1. Consideraciones de diseño De cara al correcto funcionamiento del Convertidor se contemplan a continuación algunas consideraciones de diseño. Gracias a la inclusión del tercer devanado en T 1, se añade un grado de libertad adicional al diseñar el convertidor de la invención, que se traduce en que V C1,tensión en el condensador de almacenamiento, no está restringidaaserinferior alatensión de salida, V O, o lo que es lo mismo, que puede ser mayor o menor que esta última. Consideración 1 Polarización de D AUX durante la etapa 3 Para que el condensador de almacenamiento pueda recargar su energía, es necesario que durante la etapa 3, D AUX pueda comenzar a conducir. Para ello, su tensión ánodo-cátodo debe ser positiva. Esta condición se traduce en ( ) VC1 V < N 3 O N 2 Consideración 2 No polarización de D AUX durante la etapa 2 Durante la etapa dos, D AUX no debe polarizarse, ya que impediría la circulación hacia la carga de potencia de un solo procesado. La potencia de un solo procesado es la que se entrega directamente a la salida desde la entrada através de D S1. Si D AUX se polarizase en esta etapa, D S1 no conduciría. La condiciónpara que la tensión ánodo-cátodo de D AUX sea menor que cero, se traduce en la siguiente expresión: ( ) VC1 V >( N3 O N - 1 ) 2 n 2 Las dos inecuaciones anteriores delimitan un área de puntos posibles de diseño una vez que se pretende obtener una relación tensión V C1 /V O determinada. Variante de realización En una variante de realización (figura ), se prescinde de D SS, es decir que se comparta el elemento interruptor para los dos convertidores internos 1 y 2, y se prevé laincorporación de un segundo elemento interruptor S 2 conectado en el cátodo de D AUX, o lo que es lo mismo en paralelo con la rama del devanado L 21 y el condensador de almacenamiento C 1. Modos de Funcionamiento Los modos de conducción (figura 7) de esta variante de realización son los mismos que los ya descritos para la realización preferente.

6 9 ES A1 10 Etapas de conmutación Lasetapasdeconmutación (figura 6) en esta variante de realización son las mismas que las ya descritas para la realización preferente. Tan solo cabe destacar que la diferencia que aparece en la corriente i S1 respecto a la de la realización preferente, se debe a que la corriente de magnetización de L 21 circula a través de S 2 y la de L 11 através de S 1. Consideraciones de diseño Las consideraciones de diseño de esta variante de realización son las mismas que las ya descritos para la realización preferente

7 11 ES A1 12 REIVINDICACIONES 1. Convertidor de corriente alterna - continua del tipo de los que distribuyen parte de la energía de entrada directamente a la carga y la otra parte a un elemento almacenador para su posterior transmisión también a la carga, caracterizado porque, consta de: - un primer convertidor 2 tipo Flyback con un elemento interruptor S 1, un transformador T 1 con tres devanados L 11,L 12 yl 13 y dos diodos de salida, D S1 yd AUX que dividen la energía tomada de la red en dos partes, la primera de ellas transferida directamente a la carga a través de D S1,yla segunda, circulando por D AUX se almacena en un condensador de almacenamiento C 1, - un segundo convertidor 1 también tipo Flyback compuesto por el transformador de salida T 2, un elemento interruptor S 1 y un diodo D S2, de modo que a partir de la energía almacenada en C 1, y complementando a la potencia transferida directamente a la carga, este convertidor alimenta la salida, vía D S2,y - un bloque N, nexo entre el convertidor 2 y el condensador de almacenamiento C 1,compuesto por el devanado L 13 de T 1,eldiodo D AUX, - - un diodo D SS cuyo ánodo se encuentra conectado al cátodo de D AUX ycuyocátodo se encuentra conectado al punto de unión del devanado L 11 de T 1 yelelementointerruptor S 1, que permite compartir dicho elemento interruptor S 1 por parte de los dos convertidores internos 1 y Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 1, caracterizado porque la potencia transferida a la carga a través de D S1 es procesada un única vez. 3. Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 1, caracterizado porque el convertidor 1 transfiere potencia del condensador C 1 alacarga,através de D S2, complementando la potencia de un solo procesado que se cede a través de D S1, consiguiendo que la potencia total proporcionada a la carga sea constante a lo largo de todo el ciclo de red. 4. Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 1, caracterizado porque con la inclusión del tercer devanado L 13 de T 1,V C1 puede ser mayor o menor que V O.. Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 1, caracterizado porque para que el condensador de almacenamiento C 1 pueda recargar su energía, es necesario que D AUX pueda comenzar a conducir, etapa en que D AUX yd S1 comparten la corriente de desmagnetización de L 12, para lo que debe cumplirse la condición, ( ) VC1 V < N 3 O N 2 6. Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 1, caracterizado porque durante la desmagnetización de L 22,D AUX está polarizado inversamente, de modo que no se impida la circulación de energía de un solo procesado por D S1, hacia la carga. 7. Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 6, caracterizado porque la polarización inversa de D AUX se consigue para ( ) VC1 V > O ( N3 N 2-1 n 2 ) 8. Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicaciones anteriores, caracterizado porque desaparece el diodo D SS y se incorpora un segundo elemento interruptor S 2 en el cátodo de D AUX, en paralelo con la rama del devanado L 21 y el condensador de almacenamiento C Convertidor de corriente alterna - continua según reivindicación 8 caracterizado porque los dos elementos interruptores S 1 ys 2 conducen en el mismo intervalo de un periodo de conmutación y disponen de un único y común lazo de realimentación

8 8 ES A1

9 ES A1 9

10 10 ES A1

11 ES A1 11

12 12 ES A1

13 OFICINA ESPAÑOLA DE PATENTES Y MARCAS ESPAÑA k 11 ES k 21 N. solicitud: k 22 Fecha de presentación de la solicitud: k 32 Fecha de prioridad: INFORME SOBRE EL ESTADO DE LA TECNICA k 1 Int. Cl. 7 : H02M 1/00, 3/33, 7/217 DOCUMENTOS RELEVANTES Categoría Documentos citados Reivindicaciones afectadas D,A US A (JOVANOVIC et al.) , columna 4, 1-9 línea 6 - columna, línea 64; figuras 4,; resumen. D,A WO A (THE REGENTS OF THE UNIVERSITY OF CALIFORNIA) , todo el documento. A QUIAO C.; SMEDLEY K.M. A Topology survey of single-stage power 1-9 factor corrector with a boost type input-current-shaper, IEEE Trans. Power Electron., (USA) IEEE Transactions on Power Electronics, Mayo 2001, Vol. 16, N 3, páginas , ISSN A HUBER L.; JOVANOVIC M.M. Single-stage single-switch input 1-9 current-shaping technique with reduced switching loss, IEEE Trans. Power Electron., (USA) IEEE Transactions on Power Electronics, Julio 2000, Vol. 1, N 4, páginas , ISSN A US A (TANG et al.) , columna 3, 1-9 línea 3 - columna, línea 34; figuras 1-4c. A US 7161 A (HO et al.) , columna 2, 1-9 línea 3 - columna, línea 18; figura 1. A US A (LUO et al.) , columna 2, 1-9 línea 39 - columna 3, línea 0. Categoría de los documentos citados X: de particular relevancia Y: de particular relevancia combinado con otro/s de la misma categoría A: refleja el estado de la técnica O: referido a divulgación no escrita P: publicado entre la fecha de prioridad y la de presentación de la solicitud E: documento anterior, pero publicado después de la fecha de presentación de la solicitud El presente informe ha sido realizado para todas las reivindicaciones para las reivindicaciones n : Fecha de realización del informe Examinador Página L. García Aparicio 1/1