Otros tipos de antenas

Transcripción

1 Otros tipos de antenas Otros tipos de antenas eléctricamente pequeñas ntenas eléctricamente grandes rras: principio de multiplicación de diagrama Ejemplos de aplicación de arras ntenas de apertura: principios de Hugens Clases de aperturas: bocinas Clases de aperturas: reflectores RDPR-6-1 1

2 Otros tipos de antenas eléctricamente pequeñas Ranuras λ/ +V Ranura circular Parches d = λ ef / Parche circular RDPR-6- Las antenas eléctricamente pequeñas, como los dipolos, monopolos, las ranuras o los parches radiantes, son antenas resonantes. Las ranuras se pueden considerar pequeñas aperturas en las que cuando son resonantes (longitud aproimadamente igual a media longitud de onda) se ecita una onda estacionaria de campo eléctrico de tipo coseno, puesto que la ranura se puede considerar como dos líneas de transmisión en cortocircuito ecitadas desde el centro. Ranuras cortadas en una placa metálica se pueden ecitar mediante un cable coaial, tal como se ve en la figura o bien por acoplo de campo desde una guía de onda o línea de transmisión. En este caso, para que eista ecitación, la ranura debe cortar a las líneas de corriente. Los parches, que se utilizan fundamentalmente para construir arras de bajo perfil, se pueden estudiar como cavidades resonantes abiertas en las que se ecitan campos en fase en los dos etremos del mismo, como muestra la figura. Para que esto ocurra la longitud d del parche debe ser media longitud de onda efectiva. Su radiación se puede estudiar así como un arra de dos ranuras uniformemente iluminadas separadas d. Tanto las ranuras como los parches radian en la dirección perpendicular a los mismos. Estas antenas funcionan con unas dimensiones físicas que dependen de la frecuencia, lo que hace que su ancho de banda sea reducido. El segundo problema es que son antenas mu poco directivas por lo tanto de baja ganancia. Conseguir antenas eléctricamente grandes, de alta ganancia, se resuelve bien mediante la agrupación de distintos elementos radiantes individuales (arras) o mediante la obtención de campos uniformes en distintas geometrías de apertura (bocinas reflectores).

3 ntenas eléctricamente grandes rras perturas rra lineal Lentes rra plano Reflectores RDPR-6-3 Si se quieren obtener grandes ganancias, o lo que es lo mismo diagramas de radiación con un haz mu estrecho, ha que utilizar antenas eléctricamente grandes que tengan una buena uniformidad de campo, tanto en amplitud como en fase, sobre una gran superficie plana. Esto se puede conseguir con una apertura continua (bocinas reflectores) o con una discretización de la misma, agrupando varias antenas pequeñas en una línea (arras lineales), en un plano (arras planos) o incluso en un volumen. Las principales ventajas de los arras es su maor facilidad para controlar los campos en la apertura, debido a que se puede modificar la amplitud fase de la ecitación de cada elemento individual. Esto da lugar a la posibilidad de obtener diagramas de radiación más versátiles (direcciones de apuntamiento distintas a la perpendicular al plano de apertura, direcciones de apuntamiento variables...) La principal desventaja son las pérdidas que tienen la red de alimentación de los distintos elementos de la antena. Estas pérdidas hacen que el rendimiento de radiación disminua. En cuanto a la anchura de banda tendremos dos limitaciones: la del elemento individual la la red de alimentación. En el caso de antenas de apertura continua lo que se hace es conseguir unos campos con errores de fase de amplitud despreciables en una apertura eléctricamente grande. Esto se puede conseguir aumentando gradualmente las dimensiones de una guía rectangular o circular (bocinas) o iluminando un espejo reflector de forma parabólica con un pequeño alimentador (reflectores). La gran ventaja que tienen las aperturas continuas es que sus pérdidas son prácticamente despreciables (eficiencia de radiación cercana a 1), aunque es difícil conseguir eficiencias de apertura maores a.8 (típicamente entre.5.8). El ancho de banda de estas antenas depende eclusivamente del ancho de banda del alimentador. El campo de aplicaciones de estas antenas es mu amplio, utilizándose por encima de 1 GHz como antenas para radioenlaces terrestres, antenas receptoras de televisión por satélite, antenas de satélite, estaciones terrenas... 3

4 Principio de Multiplicación de Diagramas El Principio de Multiplicación de Diagramas está basado en el Principio de Superposición derivado de la linealidad de las EM. Condiciones de la Formulación: Elementos iguales Elementos igualmente orientados Todos los Elementos RDIN IGUL Un arra descrito mediante este principio se caracteriza por: Los vectores de posición Las corrientes de alimentación El diagrama del elemento Ee( r, θφ, ) ri I i I I 1 r r 1 z I N r N r i r r r i I i RDPR-6-4 Un arra es una agrupación de antenas, todas ellas alimentadas desde unos terminales comunes, que radian o reciben por tanto de modo conjunto Los elementos de un arra son alimentados con amplitudes fases adecuadas de modo que los campos radiados por el conjunto proporciona el diagrama deseado El empleo de arras permite obtener, por ejemplo, diagramas unidireccionales estrechos imposibles de conseguir mediante distribuciones continuas de corriente lineales, por el carácter de onda estacionaria que toma de forma natural dicha corriente que da lugar a diagramas multilobulados. Esto sucede principalmente en VHF UHF, con antenas de varias longitudes de onda de dimensión eléctrica donde es mu difícil obtener diagramas unidireccionales con distribuciones continuas de corriente la única solución es el empleo de arras. Con ellos se pueden simular distribuciones teóricas equifásicas, discretizándolas espacialmente asignando los valores obtenidos a cada elemento del arra. Por ejemplo, una corriente constante rectilínea de longitud L (función pulso de corriente) radiaría un diagrama directivo de tipo sinc, con el máimo principal en el plano normal a la recta. Una secuencia de N=L/.7λ dipolos resonantes colineales, separados.7λ alimentados con la misma amplitud fase radia un diagrama prácticamente idéntico (sinc periódica). Puesto que el diagrama de radiación es la transformada de Fourier de una distribución continua de corriente, si la separación entre elementos es del orden de λ/ se cumple el Teorema de Muestreo el diagrama de radiación del arra (DFT inversa de las ecitaciones) coincide prácticamente con el propio de la distribución continua, análogamente como ocurre con las señales en los dominios del tiempo de la frecuencia. 4

5 Principio de Multiplicación de Diagramas Campo Radiado por un Elemento: I Ei(, r θφ, ) = Ee(, r θφ, ) I Campo radiado por un elemento en el origen alimentado por la corriente de normalización I i e jkr r i Coeficiente de alimentación complejo i Fase relativa por desplazamiento fuera del origen I I 1 r r 1 z I N r N r i r^ r i I i r^ (θ,φ) Campo Radiado por el rra: E(, r θφ, ) = Ei = Ee(, r θφ, ) ie E (, r θφ, ) = E (, r θφ, ) F (, θφ) e jkr r i El Campo radiado se puede epresar como el producto del campo del elemento, supuesto situado en el origen, por el FCTOR DE RRY F (θ,φ). F ( θφ, ) = e i jkr r i Es sólo función de: Las posiciones de los elementos La le de ecitación i La frecuencia RDPR-6-5 El diagrama de radiación es el producto del diagrama del elemento del factor de arra, vale: E ( r, θφ, ) = E ( r, θφ, ) F ( θφ, ) e La polarización del campo total radiado depende sólo del elemento utilizado. (F es un valor escalar). El Principio de Multiplicación de Diagramas permite analizar como influe la geometría del arra la le de ecitación sobre la radiación sin tener en cuenta el tipo de elemento utilizado. En arras grandes F (θ,φ) varía mucho más deprisa que el E e (θ,φ), lo que permite aproimar en muchos casos el diagrama total por el factor de arra, al menos en uno de los planos principales de radiación. Pero el elemento puede condicionar, incluso en estos casos, en buena medida el diagrama global (por ejemplo en antenas sectoriales de estaciones base el diagrama vertical lo produce fundamentalmente el arra, pero el horizontal lo determina el elemento). tendiendo a su geometría los arras se clasifican en: Lineales: Los elementos se sitúan a lo largo de una recta Uniformes (Equiespaciados). No uniformes. Planos: Los elementos se sitúan sobre un plano. Circulares. Reticulares. Tridimensionales (volumétricos): Semiesféricos. Conformados. 5

6 rras Lineales Equiespaciados rra de N elementos separados d alimentados con coeficientes n. r θ d d d d d d nd cosθ 1 n N-1 z jkr r F( θφ, ) = ne n jnα n = ane r = n znd r r ndcos, n = θ F ( θφ, ) = e = a e = a e ψ kd cosθ+ α N 1 N 1 N 1 jnkd cosθ jn( kd cosθ+ α) jnψ n n n n= n= n= DFT -1 {a n }!! Lees de Ecitación más utilizadas: Uniforme en mplitud Fase, n =1 n Uniforme en amplitud fase progresiva, n =ep(jnα) mplitud simétrica decreciente del centro al borde fase progresiva. RDPR-6-6 Para analizar los arras lineales se suelen situar los elementos a lo largo del eje z porque así el factor de arra sólo depende de θ (tiene simetría de revolución en φ). Si los elementos se sitúan a lo largo de otro eje las epresiones continúan siendo válidas sin más que sustituir cosθ por el correspondiente coseno director respecto de la recta en que se sitúan. Lógicamente todas las propiedades derivadas para la situación en el eje z siguen siendo válidas a que solamente dependen del propio arra. El factor de arra no es otra cosa que la DFT de la le de ecitación del arra. Se puede establecer así un paralelismo entre el estudio de los arras el procesado de señal. En este último se pasa del dominio del tiempo al espectro de frecuencias, mientras que en arras se pasa del dominio espacial (posiciones le de ecitación) al espectro angular (diagrama de radiación). Este paralelismo permite aplicar propiedades conocidas del procesad de señal al mundo de los arras. Por ejemplo, cuando más eléctricamente largo es un arra, más estrecho será su haz de radiación como pasa en el tiempo con pulsos anchos que dan lugar a anchuras de banda estrechas. Otro ejemplo es el efecto del enventanado con funciones decrecientes del centro al borde en el dominio del tiempo que dan lugar a lóbulos secundarios bajos en el espectro de frecuencias. En el caso de los arras, ecitaciones de los elementos con lees decrecientes del centro al borde se utilizan para reducir el nivel de los lóbulos secundarios del diagrama a epensas de perder resolución (ensanchamiento) en el lóbulo principal. Como corolario, puesto que el factor de arra es una DFT, puede asegurarse para todos los casos que será una función periódica de periodo π en ψ. 6

7 rra Lineales Equiespaciados F (ψ) es siempre una función periódica de periodo ψ =π ψ kd cosθ+ α F ( ψ) = N 1 n= a e n jnψ Representación gráfica Broadside Eploración Endfire Fase: α = ψ = kdcosθ ψ = kd cosθ+ α θ =, ψ( θ = ) = Margen visible: Máimo: Uniforme kd < ψ < kd ψ = θ ma = π Progresiva kd + α < ψ < kd + α α ψ = θma = acos kd π θ ma θ kd + α = α = kd = πd λ 4πd λ< ψ < ma = ( o θ = π) ma θ RDPR-6-7 Propiedades generales de los rras Lineales Equiespaciados: Cuando θ π -kd+α ψ kd+α. Este intervalo se llama MRGEN VISIBLE: su longitud es kd está centrado en ψ=α. La parte de F comprendida dentro de este intervalo pertenece al diagrama de radiación en el espacio real. Si los coeficientes a n son reales positivos el máimo del factor de arra aparece en ψ=, puesto que entonces todos los fasores del sumatorio se suman sobre el eje real del plano complejo. Si los coeficientes son todos reales positivos el margen visible inclue ψ=, el máimo se encuentra en la dirección θ ma =arccos(-α/kd). sí, variando α, se consigue que el lóbulo principal eplore el espacio. Este procedimiento se utiliza en los actuales radares de eploración electrónica, controlando digitalmente el desfasaje entre dos elementos consecutivos α. La eploración conlleva siempre un ensanchamiento del haz principal, proporcional a 1/senθ ma Si la separación d (/o el desfasaje α) superan determinados valores pueden aparecer lóbulos emergentes similares al principal (Grating lobes). Esto reduce el margen habitual de separaciones entre elementos a valores comprendidos entre.6-.8λ para arras broadsides.4-.45λ para arras endfires. 7

8 Control de Lóbulos Secundarios Con ecitaciones de amplitud simétricas decrecientes del centro al borde se consigue reducir el nivel de los lóbulos secundarios a epensas de ensanchar el lóbulo principal reducir la directividad D. continuación pueden verse algunos ejemplos para un arra broadside de 5 elementos isótropos separados λ/. z La ecitación uniforme da la máima directividad. Si se introduce un desfasaje progresivo los niveles de lóbulos secundarios se mantienen cuando el haz eplora. RDPR-6-8 La reducción de lóbulos secundarios conseguida con alimentaciones decrecientes del centro al borde es equivalente a la conseguida en Teoría de Señal cuando se utilizan ventanas no rectangulares (Hanning, Hamming, triangular, etc.). Como allí la reducción del nivel de lóbulos va acompañada de una pérdida de resolución (maor ancho de haz principal). Hasta aquí se han presentado unas cuantos casos sencillos de arras que sirven, no obstante, para vislumbrar toda la potencialidad de diseño que ha detrás de la Teoría de rras a la hora de controlar el nivel de los lóbulos secundarios de radiación, conformar el lóbulo principal, etc. Eisten una gran variedad de técnicas de síntesis para estos propósitos: Síntesis de Doplh-Chebchev Síntesis de Talor Síntesis de Schelkunoff Síntesis de Woodward-Lawson Síntesis de Fourier, etc. En concreto la Síntesis de Dolph aprovecha las propiedades de los polinomios de Chebchev, para conseguir la mínima anchura de haz principal para una relación SLL dada. Las propiedades usadas son las mismas que se utilizan en el diseño de filtros: el mínimo rizado corresponde a los lóbulos secundarios mientras que la subida abrupta que tiende a infinito se utiliza para sintetizar el lóbulo principal. 8

9 Ejemplo de un rra Broadside ntena Omnidireccional utilizado en Telefonía Móvil z limentación uniforme n = 1 z F 1 jnψ j N 1 1 ψ e jψ n = = 1 N jnψ e ( ψ) = e = e sen sen ( Nψ ) ( ψ ) θ 1N θ 1. F N (ψ) N= ( Nψ ) ( ψ ) sen FN ( ψ) = 1 N sen Con,7λ=λ coaial n 1 Plano E ± ψ (º) nchura entre nulos del lóbulo principal: nchura a -3dB: λ ψ λ 1N = ± π N kd cos θ1n = π N cos θ1n = Nd θ 3dB = 886. rad. Nd π λ sen θ1n = SLL: Nd π λ 3π 1 N FN( ) = θ = θ1n = arcsen N 3π Nd sen λ λ N Si Nd >> λ θ = = rad. Nd L SLLN grande = 13,46dB 3π RDPR-6-9 En este caso, con corrientes de alimentación idénticas sobre todos los elementos, el diagrama obtenido es del tipo sinc periódico. En la antena colineal de la figura, se consigue la ecitación en fase de los dipolos radiantes siempre que la distancia entre las ranuras, medida a nivel eterior, coincida con una longitud de onda medida dentro de la línea de transmisión coaial, esto es, cuando la constante dieléctrica de dicha línea TEM valga en este caso,4 (Recuerde que λ coaial = λ/ ε r ). Los arras de las antenas sectoriales se construen bien con dipolos o con parches (situados a lo largo de una línea vertical) enfrentados separados λ /4 de un reflector en forma de cuenco más o menos ancho para conformar el haz a la anchura apropiada (entre 6º 9º) en el plano horizontal. El diagrama en el plano vertical, con los elementos alimentados en fase, es de tipo broadside. Pero ajustando mecánicamente mediante elementos capacitivos las fases de las corrientes se consiguen antenas de ángulo de inclinación ( tilt ) variable. Problema. Obtenga la anchura del lóbulo principal a -6 db de un arra lineal de 4 elementos isótropos, uniformemente alimentados en amplitud fase, separados,75 λ. Leendo de la curva N=4 F N4 (ψ)=,5 ψ=55º=36º(,75 λ /λ) cosθ -6dB θ -6dB =78,5º BW -6dB =(9º-78,5º)=3,5º (Máimo en ψ=, θ=9º) Problema. Dibuje el diagrama de radiación, acotando las posiciones de los nulos el nivel de los lóbulos secundarios de un arra broadside de 4 dipolos colineales separados entre sí,7 λ. Como el arra es corto debe tenerse en cuenta el diagrama del elemento. 9

10 rras Reticulares Planos Están formados por una retícula rectangular de MN elementos situados en el plano XY, con espaciados uniformes d d Y según X e Y, respectivamente. De este modo se consiguen haces pincel (de sección elíptica o circular) dirigidos en cualquier dirección (θ,φ). 1 z θ 1 r Factor de rra de distribuciones separables: m,n = a m e jmα r = md + nd mn a n e jnα M-1 d d d d d d d d d N-1 d rˆ r mn = md senθcosφ + nd senθsenφ M 1 N 1 M 1 jkrˆ rmn jmkdsenθcosφ+α F ( θ, φ) = mne = a me a ne m= n= m= N 1 n= jnkd senθsenφ+α = F( ψ) F( ψ) El máimo principal se da para ψ = ψ = : RDPR-6-1 Con arras lineales de elementos poco directivos se consiguen diagramas de radiación cuo máimo principal ocupa un plano (caso broadside) o un cono de direcciones entorno a su eje. Sólo en el caso endfire se consigue un haz tipo pincel. Con los arras reticulares se consiguen haces tipo pincel que se pueden dirigir, controlando las fases de alimentación, en cualquier dirección del espacio. Estos arras permiten conseguir además ganancias más altas que los lineales. En la figura se puede ver un ejemplo de diagrama de un arra reticular broadside uniformemente alimentado ( mn =1). Si se varían α /o α el haz tipo pincel eploraría en las distintas direcciones del espacio. En el diagrama tridimensional solamente se ha representado el semiespacio superior, porque esta es la situación típica de los arras bidimensionales, debida a que los elementos se sitúan sobre un plano de masa conductor, que elimina su radiación posterior. = d =d =λ/ α =α = M=N=5 z 1 9º θ φ 9º θ 1

11 lgunos ejemplos de rras Panel de Dipolos rra Resonante de Ranuras sobre Guía Onda d d=λ g / π α = d + π = λ g rra de parches microstrip Lente Multihaz de Rotman RDPR-6-11 En la figura se presentan algunos esquemas de ejemplos de arras. Los paneles de dipolos se han empleado como arras lineales en las estaciones base de telefonía móvil en los sistemas TCS GSM9, enfrentándolos a un plano de masa para conseguir diagramas sectoriales (en coberturas de sectores de 1º) o colineales para conseguir coberturas omnidireccionales. Los arras de ranuras se emplean en sistemas de radar marítimos. Se caracterizan por una alimentación a través de guía rectangular, de mu bajas pérdidas fácil construcción. Los arras de parches impresos tienen como principal ventaja la facilidad de construcción utilizando tecnología de circuito impreso, donde se puede construir en una misma capa la estructura radiante la red de alimentación. Como principal desventaja están sus elevadas pérdidas. Utilizando las propiedades de las lentes se pueden obtener también diagramas de radiación de múltiples haces. Por ejemplo, en la lente de Rotman de la figura, dependiendo de por qué puerta de entrada (izquierda) introduzcamos la señal de entrada, tendremos unas señales con amplitud fase diferente en las puertas de salida (derecha) generándonos diagramas de radiación divergentes (que se cortan típicamente a 3 db). Funcionan normalmente en recepción en bandas mu anchas de modo que comparando la potencia recibida en las distintas puertas de entrada permiten detectar la dirección de llegada de la señal. La aplicación es en contramedidas electrónicas, como alertador de amenaza de misiles. 11

12 lgunos ejemplos de rras Parches Ranuras Plano de masa (cara opuesta del sustrato de líneas) Tilt RDPR-6-1 Las actuales antenas sectoriales de telefonía móvil de los sistemas DCS18 UMTS utilizan estructuras de arras de antenas impresas como la figura central. En las figuras de la izquierda se muestra un esquema de las distintas capas del arra: a una separación dada del plano de masa se sitúa la red de división de potencia. Esta red, impresa sobre un dieléctrico, ha de conseguir que la ecitación de cada elemento del arra se obtenga con la fase amplitud adecuada. La ecitación de cada elemento (parches) se realiza, en este caso, a través de una ranura. La última capa está formada por los parches radiantes. Estas antenas, o antenas más complejas de tipo crospolar, en las que cada parche se ecita en dos puntos derivados de líneas de transmisión distintas (unidas a dos puertos de entrada) para conseguir sendas polarizaciones lineales a ±45º, son las que se pueden ver en los tejados de las casas (figura de abajo a la derecha). Las antenas crospolares permiten utilizar diversidad de polarización en recepción para disminuir los efectos del desvanecimiento. El diagrama de radiación muestra un ejemplo típico de una buena antena de estación base. Como se observa el ángulo de máima radiación está ligeramente apuntando hacia el suelo, los nulos de iluminación están rellenos (para asegurar una buena comunicación hacia la tierra), mientras que los lóbulos ligeramente por encima del horizonte se suprimen en la medida de lo posible para evitar interferencias con celdas próimas cuando la antena se apunta mecánicamente con maor inclinación hacia el suelo. 1

13 lgunos ejemplos de rras rra de reflectores para un radiotelescopio rra cilíndrico de ranuras ecitado por lente rra de ranuras para recepción TV por satélite RDPR-6-13 En las fotografías se pueden ver estructuras más inusuales de arras. La primera es un arra de reflectores que se utilizan en radioastronomía como interferómetro de alta resolución. Permite conseguir una altísima resolución angular con haces etremadamente estrechos. También se pueden realizar estructuras cilíndricas de arras, como el arra de ranuras de la derecha. En este caso las distintas guías de onda sobre las que se sitúan las ranuras se ecitan a través de una lente. En la parte inferior se muestra un arra plano de ranuras sobre una guía radial, utilizado para recepción de TV vía satélite en el sistema DBS. En este caso no se cumple estrictamente lo definido para el arra a que las ranuras tienen longitudes e inclinaciones diferentes. Las longitudes se ajustan para controlar la le de ecitación, mientras que las posiciones radiales las inclinaciones de los distintos elementos (parejas de ranuras ortogonales) están relacionadas con la obtención de la polarización circular que eige el sistema DBS en España. 13

14 ntenas de apertura Las antenas de pertura se caracterizan por radiar la energía al espacio que las rodea a través de una abertura (apertura) en algunos casos la apertura está perfectamente limitada por paredes metálicas conductoras (Bocinas ranuras cortadas sobre planos, cilindros, guíaondas, etc.). mientras que en otros casos (reflectores lentes) la apertura se define como la porción de la superficie frontal plana en la que los campos de la onda colimada por aquellos toman valores apreciables. El análisis de estas antenas se basa en los Principios de Equivalencia Plano de pertura ~ Jr ( ) pertura Datos S E S H S RDPR-6-14 El análisis de estas antenas típicas de microondas se realiza a partir del conocimiento de los campos E H del frente de onda que atraviesa la apertura. Estos campos se obtienen, en el caso de las bocinas ranuras, a partir de los modos que se propagan en su interior, mientras que para los reflectores lentes se realiza habitualmente un trazado de raos basado en óptica geométrica. El análisis se basa en la aplicación de los Principios de Equivalencia Electromagnética, que responden al siguiente planteamiento: Si se conocen los campos en una superficie cerrada S que contiene todas las fuentes (corrientes reales) de campo, Pueden obtenerse los campos radiados? La respuesta es afirmativa tal como postulan los principios de equivalencia: se pueden definir unas corrientes eléctricas magnéticas equivalentes a H E sobre S, a partir de dichas corrientes equivalentes calcular el campo radiado fuera de dicha superficie aplicando sendos potenciales retardados eléctrico (F) magnético (). Esta formulación es similar a la propuesta por Hugens en 169 para analizar la difracción que sufre un haz de luz cuando atraviesa una apertura. 14

15 Radiación de una apertura plana Principio de Hugens pertura en plano XY Fuentes Secundarias Onda Plana Frentes de Ondas Campos en la apertura: E = E, + E, ( ) ( ) a a a Campos radiados: z Eθ( r θφ) = jk e -jkr,, ( φ φ) r P P e cos + s n π -jkr (, θφ, ) cosθ( Psenφ Pcosφ) Eφ r = jk e πr donde: Cada punto de un frente de ondas actúa como una fuente de generación de ondas esféricas; que interfieren (se suman) entre sí, formando el diagrama de radiación en zona lejana, de acuerdo con las ecuaciones de la derecha. P, rˆ = sen θ cos φˆ + sen θ sen φŷ + cos θẑ r = ˆ + ŷ π u = sen θ cos φ krˆ r = ( u + v ) λ v = sen θ sen φ π ( ) ( j = ) ( u + v u, v E, ) λ a,a e d d S a Diagrama Transformada Inversa de Fourier del Campo en la pertura P, (u,v) RDPR-6-15 Los campos de apertura corresponden a los propios de la onda que atraviesa dicha apertura. En el caso de las antenas, en primera aproimación, estos campos suelen tener propiedades de onda plana: suelen estar aproimadamente en fase en toda la apertura, dando lugar a que el máimo de radiación se produzca en la dirección broadside (eje z perpendicular a la apertura), puesto que en dicha dirección se suman todas las contribuciones individuales de las fuentes secundarias en fase. El diagrama de radiación que se obtiene, salvo para aperturas mu pequeñas, coincide con la transformada inversa de Fourier bidimensional de los campos en la apertura, de modo que cuanto más grande es ésta, más estrecho es el haz de radiación ( más directiva es la antena), concentrándose toda la radiación en ángulos theta pequeños, donde su coseno es la unidad, no afecta al diagrama. Esto es eactamente lo mismo que ocurría en arras grandes, donde el factor de arra predominaba sobre el diagrama del elemento individual. De hecho, una apertura se puede interpretar como un arra bidimensional continuo de elementos infinitesimales, representando el cos(θ) el diagrama propio de dicho elemento infinitesimal. La polarización del campo radiado en la dirección de máima radiación coincide con la polarización de la onda que ilumina la apertura: si la polarización de dicha onda es lineal la del campo radiado será lineal, si es circular será circular... 15

16 perturas Planas. Directividad En aperturas bien enfocadas (campos en fase en la apertura, máimo de radiación en θ=) la directividad vale: S( ) D = < θ = > P ( ) ( ) θ = = Ea, d d θ = krˆ r = S PR 4πr P θ = = E, d d La potencia radiada se obtiene como el flujo de potencia que atraviesa la apertura: 1 [ ( ) ( ) ] ( ) ( ) PR = Ea, + Ea, d d S η La directividad para una apertura uniformemente iluminada (p.e. E ˆ ) es: S a Eap = 4 D = π S S : Superficie de la pertura (independiente de la forma) λ La eficiencia de iluminación de apertura (ε ) da idea de lo bien que se aprovecha la apertura, esto es, lo uniforme que es su campo de iluminación en amplitud fase. En general: 4π 4π D ε 1 ef = εs = ef =ε S ef =Área Efectiva λ λ RDPR-6-16 Para obtener la directividad en antenas de apertura se sigue este procedimiento alternativo, más directo, consistente en calcular la potencia radiada como el flujo de potencia que atraviesa la apertura, en vez de integrar la Intensidad de Radiación sobre una esfera. La máima directividad que proporciona una apertura se logra iluminándola uniformemente. Para este caso la eficiencia de apertura vale 1. Sin embargo una iluminación totalmente uniforme es mu difícil de conseguir. De hecho, en muchos casos la le de iluminación viene fijada por las condiciones de contorno de la antena (p.e. en las bocinas por el modo fundamental de la guía de ecitación). En otros casos, la le de iluminación se controla para conseguir determinadas prestaciones de la antena (p.e. en antenas reflectoras, para reducir el nivel de lóbulos secundarios se puede aumentar el tapering de iluminación del centro al borde). Para estos casos reales la eficiencia de apertura suele estar comprendida entre,5,8. 16

17 Bocinas Rectangulares Bocina Sectorial Plano H E Bocina Piramidal Bocina Sectorial Plano E E E RDPR-6-17 Las antenas de bocina son mu utilizadas en las bandas de frecuencia de microondas porque proporcionan alta ganancia, buena adaptación a la guía de alimentación (R.O.E.s típicas 1,1), ancho de banda relativamente grande son además relativamente fáciles de diseñar construir, a que los cálculos teóricos concuerdan mu eactamente con las medidas de sus parámetros eléctricos. Las bocinas rectangulares se alimentan con una guía rectangular que se orienta normalmente para su análisis con la cara ancha horizontal. El modo dominante en la guía (TE 1 ) tiene entonces el campo eléctrico vertical (Plano E) el campo magnético horizontal (plano H). Si la bocina ensancha la cara ancha de la guía sin cambiar las dimensiones de la cara estrecha se le llama Bocina Sectorial Plano H. Si la bocina sirve para ensanchar las dimensiones del Plano E se llama Bocina Sectorial Plano E. Cuando se ensanchan ambas dimensiones se habla de una Bocina Piramidal. Esta configuración permite controlar la anchura de haz en ambos planos principales por separado. El rango de valores en que se mueve la ganancia de estas bocinas ( de cualquier otro tipo) va desde unos 8 db (guía simplemente abierta) hasta unos 3 db (apertura de unos 1λ1λ) si la frecuencia es suficientemente alta. frecuencias bajas consideraciones de tamaño limitan las ganancias prácticas a valores más reducidos. Tanto estas bocinas como las cónicas, se utilizan como patrones de ganancia en sistemas de medida de antenas a que los valores predichos teóricamente concuerdan mu fielmente con los valores medidos. También se utilizan como antenas individuales de ganancia para establecer radioenlaces en bandas de milimétricas (donde se pueden conseguir altas ganancias) como antenas de satélite para conseguir cobertura global de la Tierra, con ganancias del orden de 1 db. Sin embargo, su principal aplicación es servir de alimentadores para antenas de tipo reflector. 17

18 Bocina Sectorial Plano H La bocina sectorial de la figura se alimenta desde una guía rectangular de dimensiones a b, siendo a la dimensión de la cara ancha. La apertura tiene un ancho en el plano H una altura b en el plano E. l H a b π - j E = Eo cos e a β g z b R z a α Η R 1 R H Suponiendo que la distribución de amplitud tiene la misma forma que la de la guía tendremos que el campo eléctrico en la apertura será: E a = E cos π e cero en el resto del plano de apertura TE 1 -j( β / R 1) R R λ β = β R g o o β 1 RDPR-6-18 Los campos que llegan a la apertura son fundamentalmente una versión epandida de los campos en la guía. De hecho la zona abocinada se comporta como una guía sectorial que soporta una onda cilíndrica en la que el campo eléctrico tangencial sobre las paredes laterales se anula. Esto hace que los campos que llegan a los distintos puntos de la apertura plana no estén en fase debido a la curvatura del frente de fase cilíndrico. Por eso para escribir los campos sobre la boca plana es necesario incluir el término de error de fase cuadrático. La constante de fase cambia desde el valor en la guía hasta el valor en espacio libre conforme la onda progresa a lo largo de la bocina sobre todo si la boca es eléctricamente grande. La fase del campo en la apertura no varía según la dirección. El campo en la apertura es una distribución de tipo separable: Ea(, ) = Ea1( ) Ea( ) De este modo la integral de radiación se convierte en un producto de dos integrales lineales, que son las transformadas de Fourier unidimensionales de las iluminaciones según según. P = E o / / π cos e j ( β / R ) El corte del diagrama en cada plano principal concuerda en este caso con la respectiva Transformada de Fourier de la variación del campo a lo largo del corte del plano de apertura con el plano considerado (eje para el plano YZ eje para el XZ). Por ejemplo, para el plano eléctrico YZ, (donde φ=9º, u= v=sen θ) el diagrama es una sinc con un lóbulo secundario situado a 13.5 db, (transformada de Fourier de un campo constante tipo pulso), mientras que en el plano magnético XZ (φ=º, u= sen θ v=), si el error de fase es despreciable (t=), el diagrama de radiación es la transformada de una función coseno, con un nivel de lóbulos secundarios de 3 db, tal como se puede ver en las gráficas de diagramas universales de la siguiente transparencia. 1 e jku d b / b / e jkv d 18

19 Bocina Sectorial Plano H Los diagramas de radiación normalizados en el plano H se suele epresar en forma de diagramas de radiación universales en función del máimo error de fase en la apertura, cuo valor se da para =/. β δ = R 1 db Plano E 3/8 1/ t=3/4 δma β = =π = πt R 8 λ R 1 1 donde t es el error de fase epresado en vueltas (múltiplo π radianes): t = 8 λ R /8 1/64 1/ (/λ)sen θ (Plano H) (b/λ) λ)sen θ (Plano E) RDPR-6-19 Los diagramas universales plano H se representan en función de (/λ)sen θ, con el error de fase como parámetro, mientras que la sinc del plano E está trazada en en función de (b/λ)senθ. Si el error de fase es despreciable (t ) el diagrama plano H corresponde a la boca de una guía abierta con iluminación tipo coseno la eficiencia de apertura es de.81. Los errores de fase cuadrático pequeños elevan el nivel del lóbulo adacente rellenando el nulo entre éste el principal, reducen la directividad respecto al caso sin error reducen la eficiencia. Los diagramas universales de la transparencia se dibujan para diversos valores de t sin incluir el factor de oblicuidad, derivado de la radiación del elemento (cosθ), para la componente E φ. Este factor sólo es significativo para aperturas mu pequeñas, no lo vamos a considerar. Problema: Obtenga el nivel de radiación para θ=15º, en el plano H, de una bocina sectorial plano H, de ancho =1 cm longitud R 1 =4 cm, a 1 GHz, El error de fase de esta bocina es: t = =,5 8λR Para el valor de la ordenada en la gráfica t=1/4 vale -8 db sen θ = 1,35 λ θ= 15º 19

20 Bocina Sectorial Plano E Se forma ensanchando la guía en el plano E como indica la figura. b a B z b E TE 1 B db /4 s=1/ 3/8 1/8 E a = E o a a e cos π -j( β/ R ) a 5 1/64 b R α Ε R ^ R E α Ε B s= B 8λ R 3 35 Plano H (B/λ) sen θ (Plano E) (a/λ) sen θ (Plano H) RDPR-6- El error de fase para esta bocina se calcula de una forma análoga al de la bocina sectorial plano H. β δ = δma = π( B π R 8 λ R )= s s= B 8λ En el Plano E, cuando el error de fase es despreciable, el lóbulo secundario lateral R se sitúa a db (iluminación tipo pulso). Conforme crece el error de fase el nivel de este lóbulo aumenta, rellenándose simultáneamente los nulos. En el plano H el lóbulo secundario, si pertenece al margen visible ((a/λ) senθ a/λ), se sitúa a -3 db, valor correspondiente a la distribución tipo coseno propia de este plano. La eficiencia de apertura toma de nuevo el valor de,81 si no ha error de fase valores tanto menores cuanto maor sea el error de fase.

21 Bocina Piramidal Es la forma más común de bocina rectangular. Como muestra la figura se ensancha tanto en el plano E como en el H, lo que permite radiar haces estrechos en ambos planos. Modelo del Campo en la apertura: E a = Eo e cos π β -j( /)( / R + / R ) 1 RDPR-6-1 El campo eléctrico en la apertura se obtiene como combinación de los resultados para las sectoriales plano E H: La distribución de campo en la apertura es de tipo separable coincide para cada plano principal con las propias de las bocinas sectoriales plano E plano H. De esto modo el diagrama plano E de la bocina piramidal puede obtenerse de los diagramas universales de las bocinas sectoriales plano E el diagrama plano H de los diagramas universales de las sectoriales plano H. Las bocinas piramidales se utilizan como patrones de comparación, en las medidas de ganancia de otras antenas, por la buena concordancia entre las previsiones teóricas de su directividad los valores reales de su ganancia (las pérdidas óhmicas son despreciables). En cuanto a la ganancia, si se quiere obtener alta eficiencia ha que trabajar con errores de fase pequeños (s,t <.15) lo que suele traducirse en bocinas mu largas. Cuando se requiere estructuras compactas se realizan diseños óptimos con s=1/4 t=3/8. Esta doble condición define la bocina más corta que consigue una determinada ganancia. La eficiencia de apertura en este caso vale ε =,5 Problema. Calcule las dimensiones correspondientes a una bocina piramidal óptima (t=3/8 s=1/4, ε =,5) de banda L (frecuencia=1,5 GHz) de dbi de ganancia. G=dBi G= 1 λ= cm B=*1* /4π=6366 cm B 8 cm s=1/4 R 16 cm Probablemente emplear un reflector de rejilla, con una apertura de igual superficie, es una opción geométricamente más manejable más barata que esta bocina. 1

22 Bocinas Cónicas de Pared Lisa Son la prolongación natural de una guía circular. El campo en la apertura se aproima por la distribución de amplitud del modo fundamental (TE 11 ) de la guía epandido sobre el radio de la apertura, una distribución esférica de fase, como si el campo emanase del vértice del cono. L α a z Plano E r φ Plano H XZ Intensidad de Campo Relativa s = a λl Plano E a -a,6 E ap 1 Intensidad de Campo Relativa s = a λl Plano H a -a E ap 1 π( a λ) sen θ ( a ) π λ senθ RDPR-6- Estas bocinas son la prolongación natural de una guía cilíndrica. El diámetro de esta última se selecciona de modo que solamente se propaga el modo fundamental (TE 11 ), cua longitud de onda de corte es 1,71*diámetro. Las guías cilíndricas no se suelen utilizar como líneas de transmisión largas porque cualquier imperfección puede hacer girar el plano de polarización del campo. Para ecitar las bocinas cónicas con un plano de polarización dado, se utiliza una transición de guía rectangular a guía circular, quedando así el plano de polarización fijado por el modo TE 1 de la guía rectangular. Como se ve, las líneas de campo en la apertura no son paralelas, sino que poseen componente contrapolar. Cuando se analiza el campo radiado utilizando el segundo principio de equivalencia se observa que aparece un mínimo de radiación contrapolar cuando el diámetro de la apertura (d=a) se sitúa en torno a 1,1λ. En los planos principales no eiste radiación contrapolar a que las contribuciones de los campos de los semiplanos opuestos de la apertura se cancelan Transición de guía rectangular (WR-9) a guía circular

23 Bocinas Cónicas Corrugadas El campo en la apertura que se consigue es un modo híbrido equilibrado HE 11 que posee las siguientes propiedades: Líneas de Campo rectas paralelas (como las de la figura) Variación de amplitud rotacionalmente simétrica, decreciente del centro hacia el borde, que se anula sobre éste. Variación de fase propia del frente esférico con centro en el vértice del cono. a s = λl d θ a r φ L z E ap =J d =λ r jπr e a λl ( a ) π λ senθ RDPR-6-3 Para conseguir el modo HE 11 equilibrado en la apertura, se corrugan las paredes de la bocina (típicamente 4 corrugaciones por λ, de profundidad λ /4, a la frecuencia inferior de la banda de utilización). Los diagramas de radiación son en este caso rotacionalmente simétricos, independientes del plano φ considerado. Estas bocinas son ampliamente utilizadas como alimentadores en satélites estaciones terrenas porque proporcionan una alta eficiencia global poseen baja radiación contrapolar (máimo<- 35dB), en una banda de frecuencias del orden de 1/ octava ( ). λ 4 d 3λ 8 3

24 Reflectores Las antenas reflectoras se caracterizan por utilizar un espejo reflector metálico para concentrar la radiación poco directiva de un pequeño alimentador en un haz colimado de alta directividad. Reflector Campo en la pertura n Diagrama Primario limentador Diagrama Secundario Lees de Snell Técnicas de nálisis: Óptica Física. Óptica Geométrica GTD (Teoría Geométrica de la Difracción) E iv E ih i n α i α r σ= E rv r Erh RDPR-6-4 Óptica Física (PO): Calcula los campos de radiación a partir de las corrientes inducidas sobre la superficies reflectoras iluminadas. La validez de sus resultados es similar a la Óptica Geométrica. Óptica Geométrica (GO): Permite calcular los campos en la apertura. Los campos lejanos se obtienen usando las fórmulas de la transparencia T Constitue una buena sencilla aproimación para calcular el lóbulo principal primeros lóbulos secundarios. Los raos de óptica geométrica, son la familia de curvas que son normales a las superficies equifásicas de los frentes de onda. Estos raos permiten definir tubos de propagación que cumplen la le de conservación de energía si el medio no tiene pérdidas. Las condiciones de refleión se cumplen estrictamente en el punto de refleión, pero la onda incidente la onda reflejada dependen del alimentador utilizado de la forma de la superficie reflectora. Ejemplos de la transformación de ondas con superficies cuádricas Parábola Esférica Hipérbola Plana Esférica GTD: Inclue los raos difractados en los bordes de las superficies reflectoras. Da buenos resultados para los lóbulos Esférica alejados del principal, incluidos los posteriores.los raos difractados emergen radialmente de los bordes del reflector formando conos de raos, centrados sobre las rectas tangentes a dicho borde, de acuerdo con la formulación de Keller, que establece que β =β. Incluido en el análisis permite obtener la radiación para lóbulos lejanos o posteriores 4

25 nálisis del Reflector Parabólico Centrado D z ρ cosθ n ρ θ E i () E i (θ ) F θ θ r = ρsenθ = Ftan θ b 1 = a tan 4 F D C: Nivel de iluminación del borde E P /E P () 1 Transforma una onda esférica radiada desde su foco en una onda plana: C Plano H F F Camino Óptico Foco-pertura: ρ + ρcos θ = F = cte ρ = = 1+ cosθ cos ( θ ) Campos en la pertura: mplitud no Uniforme fase cte (si el centro de fase del alimentador coincide con el foco) ( ) ( ) G( θ ) θ C E G i ρθ, = θ θ ρ = = CdB ( ) = 1log + log cos E ( F ) G F G ma i, θ = ma Iluminación del t. por diferencia de alimentador caminos Plano E Distribución de campo en la apertura RDPR-6-5 Las relaciones F/D utilizadas en la práctica se sitúan entre,3,4 para conseguir antenas compactas (con soportes cortos para el alimentador). Como los ángulos subtendidos por estos reflectores son mu grandes se necesitan alimentadores poco directivos: Bocas de guías cilíndricas abiertas, en todo caso con una o más corrugaciones frontales. Los campos en la apertura están en fase presentan un tapering de iluminación impuesto por el diagrama de radiación propio del alimentador G(θ,φ) por la caída debida a la diferencia de caminos (1/ρ). C, nivel relativo de iluminación del borde de la apertura respecto del centro, es un parámetro que condiciona la eficiencia global de la antena el nivel de lóbulos secundarios. El hecho de que los campos lleguen en fase a la apertura hace que las corrientes equivalentes también estén en fase, dando lugar a un haz de radiación secundario tanto más directivo cuanto más grande es la apertura. Para que esto ocurra debe situarse el centro de fase del alimentador coincidente con el foco de la parábola. El centro de fase de un alimentador se define como el centro de curvatura del frente de fase radiado por el mismo. Con alimentadores ideales tipo cos q θ no eiste radiación contrapolar en la apertura (p.e. si el alimentador está polarizado según Y no eiste componente X en la apertura). Con alimentadores reales polarizados según Y, la componente contrapolar (X) toma la forma de la figura: valores idénticos pero de sentido contrario en cuadrantes adacentes. Con esta distribución de campos la radiación contrapolar se cancela en los planos principales de la antena mientras que toma el valor máimo en los planos bisectores (φ=45º φ=135º). 5

26 Sistema Cassegrain Centrado D z θ F ψ s f=c Parábola Equivalente d s F e =MF Gráfica de la Parábola Equivalente Ecentricidad del Hiperboloide (e>1) 1 sen e = 1 sen Θ ( θ + ψ ) ( θ ψ ) Utiliza como subreflector un casquete de hiperboloide de revolución con un foco común al del reflector parabólico principal. Sobre el otro foco se sitúa el centro de fase del alimentador. El concepto de parábola equivalente es aplicable tanto para el diseño del alimentador como para la obtención de los primeros lóbulos. El ángulo límite de visión del alimentador vale así θ ο,eq =ψ s. Como ψ s <θ necesitan alimentadores más directivos. Distancia Focal Equivalente F e =MF s s Factor de Magnificación M = e + 1 e 1 RDPR-6-6 Los sistemas Cassegrain se utilizan normalmente cuando la ganancia deseada es alta (>45 dbi). Para baja ganancia, con D/λ 75, el incremento de lóbulos asociado al bloqueo del subreflector (o las pérdidas debidas a la difracción si su diámetro es mu pequeño) se hacen mu importantes. También pueden dar problemas los lóbulos de spillover directo del alimentador para Θ> ψ s. Las ventajas de los sistemas Cassegrain frente a los sistemas simples son las siguientes: Ubicación del alimentador próima al vértice del reflector, posibilitando la utilización de líneas de transmisión cortas (normalmente guía ondas de bajas pérdidas) para conectar aquel con el sistema transceptor ubicado normalmente detrás del vértice del reflector. En recepción captan menos ruido del espacio circundante que los reflectores simples cuando apuntan su lóbulo principal al cielo, lo que los hace particularmente interesantes para implementar estaciones terrenas. El ruido captado es menor porque en la antena Cassegrain los lóbulos de spillover directo del alimentador están dirigidos hacia el cielo (con niveles de ruido incidente mu bajos 1 a 3 K según elevación), mientras que en los reflectores simples el spillover apunta a la Tierra, que se comporta como un cuerpo negro a una temperatura de 9 K. Por el contrario, el subreflector produce un bloqueo maor sobre la apertura que el alimentador en un reflector simple. 6

27 nálisis del Bloqueo mediante Modelo de Sombra Total Bloqueo del Subreflector (o del alimentador para reflectores simples centrados): Principales Efectos: Pérdida de Ganancia: D d s θ umento del lóbulo secundario Bloqueo de los Soportes del subreflector: Si su sección transversal bloqueante es eléctricamente grande se simulan con modelos de sombra total. En caso contrario se analizan con GTD. En general, reducen algo la directividad aumentan los lóbulos secundarios lejanos la radiación XP. RDPR-6-7 El efecto más importante del bloqueo es el incremento del lóbulo secundario adacente al principal. Este incremento depende del tanto por ciento de apertura bloqueada (d/d): es tolerable hasta un 1%, pero crece rápidamente da aumentos del orden de 1 db cuando alcanza el %. La reducción de ganancia tiene menos trascendencia, porque siempre se puede recuperar aumentando ligeramente el diámetro del reflector principal. 7

28 Reflector Parabólico Descentrado Intersección del Paraboloide de revolución con un cono de eje ψ ángulo ψ s. La apertura es Circular. La figura presenta el corte por el plano vertical de simetría φ=9º. D C z ψ ρ ψ n ψ s F El eje del alimentador coincide con la dirección ψ, para conseguir máima ganancia debe iluminar el borde de la apertura típicamente a 1 db z f f f (Plano del papel) Diámetro: D ltura Offset ( Clearance ): C Ángulo Offset: ψ Semiángulo subtendido: ψ s Sistema de Referencia limentador: f, f,z f RDPR-6-8 La apertura radiante se descentra del eje de revolución del paraboloide de modo que el alimentador no obstaculice la radiación, es decir, no posea bloqueo, lo que supone maor eficiencia menor nivel de lóbulos secundarios que los de un sistema centrado. Para que no eista bloqueo, el clearance C debe ser tal que el rao reflejado en el borde inferior del reflector no intercepte la boca del alimentador. Típicamente se deja además libre un margen de seguridad superior a λ. cambio, el descentrado del reflector crea polarización lineal contrapolar en el plano antisimétrico (plano XZ) aunque se alimente con una polarización lineal pura un pequeño desapuntamiento ( squint ) en el mismo plano, en caso de iluminarlo con polarización nominal circular. mbos efectos son inversamente proporcionales a la relación F/D utilizada (con reflectores F/D por encima de 1, prácticamente no se nota). 8

29 Reflectores Dobles Descentrados Cassegrain Offset Gregoriano Offset Más utilizado por ser más compacta β α Elipsoide RDPR-6-9 lgunas de las propiedades de estos sistemas son: No presentan bloqueo Tiene buenas propiedades de radiación de componente contrapolar. Reflector subreflector se disponen de modo que las polarizaciones contrapolares que producen sean de signo opuesto para que se cancelen. Son utilizados en estaciones terrenas actuales de alta capacidad. 9

30 Ganancia de las ntenas Reflectoras La ganancia se puede calcular como: La Eficiencia Total (ε total ) es el producto de varias eficiencias parciales: Rendimiento de Radiación (típicamente el del alimentador, próimo a la unidad) Eficiencia de Iluminación (o de pertura). Eficiencia de Spillover. Eficiencia por Contrapolar. Eficiencia asociada a errores superficiales de fabricación. Eficiencia por Bloqueo por Difracción del subreflector (Cassegrain centrado). Pérdidas por Desplazamientos del limentador. G apertura = 4π ε λ ε a ε s total ε a ε s RDPR-6-3 Las eficiencias que dan lugar a maor pérdida de ganancia son normalmente las de iluminación spillover como puede verse en la figura adjunta. Cuando se ilumina un sistema reflector empleando el criterio de máima ganancia (iluminación del borde situada unos -1 a -1 db respecto del centro) la eficiencia global de apertura spillover se suele situar en torno al 8% (el valor conseguido depende realmente de la calidad del alimentador utilizado). Cuando interesa reducir el nivel de los lóbulos secundarios se utilizan iluminaciones con maor taper (C -15 a - db) que reducen los niveles de eficiencia global a valores comprendidos entre un 7% un 65% Para diseños correctamente realizados la eficiencia real final que se suele obtener es: Reflector simple centrado: 6%. Sistema Cassegrain centrado: 65 al 7%. Sistema Offset: 7 al 75%. Sistemas dobles tipo offset: 7 a 8%. 3

31 Otras Configuraciones Reflectoras Utilizadas Foco del paraboloide= Vértice de la bocina Bocina Reflector ntena Periscópica Reflectores de Rejilla RDPR-6-31 Las bocinas reflector son utilizadas en torres donde conviven muchos radioenlaces por su baja radiación lateral trasera (spillover apantallado), lo que hace que den lugar a interferencias entre antenas mu bajas. La configuración de antena periscópica permitía instalar la antena en el suelo, cerca del transceptor de modo que facilitaba su mantenimiento. Esta configuración esté en desuso porque son necesarios planos reflectores mu grandes para no reducir la eficiencia global de la antena. En radioenlaces terrestres, en las bandas de UHF, L S, se utilizan a veces reflectores parabólicos centrados construidos a base de tubos para reducir su coste su resistencia al viento. El reflector de la derecha responde a una configuración de tipo cilindro-parabólico, alimentado por una Yagui de dos elementos (ecitador reflector). 31

32 Radomos Reflector centrado + Radomo Plano + Radomo Esférico RDPR-6-3 Las antenas reflectoras se protegen de las inclemencias metereológicas mediante el uso de radomos, que pueden construirse usando telas especiales (radomos planos) o con estructuras tipo sandwich de materiales plásticos. Estos últimos se diseñan como ventanas dieléctricas en λ/. 3