Control de velocidad de motores trifásicos conectados en cascada utilizando el PLC Siemens Simatic S7-200, CPU 222

Transcripción

1 UNIVERSIDAD DE MAGALLANES FACULTAD DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD Control de velocidad de motores trifásicos conectados en cascada utilizando el PLC Siemens Simatic S7-200, CPU 222 RODRIGO ALBERTO CARDENAS SANCHEZ RONALD EUGENIO ORDEN VILLEGAS 2007

2 UNIVERSIDAD DE MAGALLANES FACULTAD DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD Control de velocidad de motores trifásicos conectados en cascada utilizando el PLC Siemens Simatic S7-200, CPU 222 Trabajo de titulación presentado en conformidad a los requisitos para obtener el título de Ingeniero de Ejecución en Electricidad. PROFESOR GUIA: ING. CIVIL JORGE NAGUELQUIN D. RODRIGO ALBERTO CARDENAS SANCHEZ RONALD EUGENIO ORDEN VILLEGAS 2007

3 AGRADECIMIENTOS A nuestras familias, amigos, y a todos los que de una u otra manera prestó apoyo para salir adelante. Gracias. iii

4 RESUMEN. En este trabajo de título se controló la velocidad de dos motores trifásicos de inducción utilizando el PLC Siemens Simatic S7-200, CPU 222. El sistema esta conformado por dos motores trifásicos, dos variadores de velocidad, un sensor de corriente efecto hall, dos tacogeneradores y un PLC Siemens S7 200, CPU 222 con sus módulos de expansión. La variable que se controló es la velocidad del rotor de los motores, estos motores fueron conectados en cascada, es decir, un motor como maestro y el otro como esclavo. Para obtener la respuesta de éste sistema se decidió implementar un método empírico, que para este caso se utilizó el método de la curva de reacción de Cohen & Coon. Una vez obtenido estos parámetros, se pudo implementar un lazo de control cerrado en cascada, para controlar las velocidades de los motores y monitorear la corriente del motor maestro. Una vez realizado este sistema, se procedió a realizar un programa de control y monitoreo con el software STEP 7-Micro/Win32 versión 4.0 para el manejo del PLC. iv

5 Capítulo I. Indice. INDICE. 1. Capítulo I. Introducción. 1.1 Introducción Pág Capítulo II. Sistema Implementado. 2.1 Descripción del sistema Componentes del sistema Controlador lógico programable (PLC) Conversión analógica digital Conversión digital analógica Variador de velocidad Variadores de velocidad micromaster 440B y SSD Datos técnicos de los variadores de velocidad Sensores Sensores de velocidad Sensor de corriente Acondicionamiento de señal Acondicionamiento sensor de corriente Acondicionamiento sensor de velocidad Motores de inducción...50 vi

6 Capítulo I. Indice. 3. Capítulo III. Estructura De Control. 3.1 Estructura de control Método de Cohen & Coon Implementación del sistema en el software Step7 Win32 v Capítulo IV. Resultados Experimentales. 4.1 Resultados experimentales Mediciones y formas de ondas Capítulo V. Conclusiones. 5.1 Conclusiones Referencia Bibliográfica Apéndice A: Breve descripción del PLC. Apéndice B: Variadores de velocidad medidor de corriente efecto hall. vii

7 CAPITULO I INTRODUCCION

8 Capítulo I. Introducción 1.1 INTRODUCCION. Debido a la incorporación del nuevo PLC Siemens S7-200 CPU 222, al laboratorio de electricidad, se planteó demostrar sus características y herramientas mediante una aplicación industrial para el control de velocidad de los motores de inducción conectados en cascada. Como modo de ejemplo de las aplicaciones donde se utilice el control de velocidad se tiene: Correas transportadoras, ventiladores, bombas entre otros. Para lograr el control a lazo cerrado en cascada es necesario para el sistema medir la velocidad en el eje de ambas máquinas de inducción, esta medición se realiza mediante un tacogenerador, en el cual da una lectura en tensión proporcional a la velocidad de giro de estas máquinas, la señal obtenida de los tacogeneradores se amplifica y luego ingresa al módulo de expansión de entrada analógica EM 231 de la CPU 222, además mediante un sensor de corriente efecto hall se monitorea la corriente del motor maestro. 1

9 CAPITULO II SISTEMA IMPLEMENTADO

10 Capítulo II. Sistema implementado. 2.1 DESCRIPCION DEL SISTEMA. En la siguiente ilustración se muestra el diagrama en bloques del sistema implementado (ver fig.2.1). FIG. 2.1: SISTEMA IMPLEMENTADO. Describiendo cada uno de los elementos anteriores de la figura 2.1 tenemos: En 1 se muestra el PLC Siemens S7-200, CPU 222 consta de 8 entradas digitales y 6 salidas digitales, con una fuente de alimentación integrada de 24 volts continuos (ver fig. 2.2). 2

11 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.2: MONTAJE DEL PLC. En 2 se aprecia, los módulos de entrada y salida analógicas son de expansión del PLC Siemens S7-200, CPU 222. El módulo EM231, tiene cuatro entradas analógicas configurables de 0 a 10 volts, de 0 a 5 volts y de 0 a 20 mili ampéres a 12 Bits. Para este sistema los módulos de entrada y salida digital están configurados de 0 a 10 volts continuos. Este módulo se alimenta con 24 volts externos, con un consumo de corriente de 60 mili ampéres. El módulo EM 232, tiene 2 salidas analógicas de 12 Bits. Este módulo se alimenta con 24 volts externos con un consumo de 70 mili ampéres. 3

12 Capítulo II. Sistema implementado. En 3 se observa el variador que controla al motor maestro, este es de marca Siemens modelo MicroMaster 440B, con una potencia de salida de 4 KW, con una tensión de entrada y salida de 380 volts trifásico. El variador que controla el motor esclavo es de marca Eurotherm modelo 650V, con una potencia de salida de 1,5 KW, con una tensión de entrada de 220 volts monofásicos y tensión de salida de 220 volts trifásico. Estos variadores pueden ser controlados de forma local o remota. Para este sistema se controla de forma remota, mediante el módulo EM 232 de salida análoga del PLC Siemens, la tensión de control de velocidad del variador es de 0 a 10 volts proporcional a la velocidad del motor. En 4 se aprecia el medidor de corriente del tipo efecto hall modelo LTS 25 NP marca LEM (25 ampéres), se utiliza para monitorear la corriente del motor maestro de inducción trifásico. La corriente sensada por este medidor es proporcional a la tensión de salida entregada por este medidor. En 5 se observa los dos motores trifásicos de inducción, el motor maestro tiene una potencia de 1 HP y el motor esclavo tiene una potencia de ¼ HP. 4

13 Capítulo II. Sistema implementado. En 6 se observa los tacogeneradores, estos se utilizan con la finalidad de medir la velocidad del motor, la tensión entregada por este tacogenerador es proporcional a la velocidad de giro en el eje. El tacogenerador del motor maestro genera 4,74 volts a 3000 RPM y el tacogenerador del motor esclavo genera 1,5 volts a 3000 RPM. Estos tacogeneradores están acoplados físicamente a los ejes de los motores. El tacogenerador es de vital importancia, ya que con este se implementa el control a lazo cerrado en cascada del sistema comparando la variable requerida (SP) con la variable medida (PV). En 7 se aprecia los amplificadores, estos se utilizan para acondicionar la tensión entregada por los tacogeneradores y el medidor de corriente a niveles de tensión requerido por el módulo A/D. La ganancia del amplificador del tacogenerador maestro es de Av = 2,13 y para el tacogenerador esclavo es de Av = 6,37 con el fin de tener una señal de 0 a 10 volts a la salida de los amplificadores que es proporcional a la velocidad de giro de los motores. 5

14 Capítulo II. Sistema implementado. En la siguiente ilustración se aprecia el sistema implementado en el laboratorio (ver fig. 2.3). FIG.2.3: SISTEMA IMPLEMENTADO. 2.2 COMPONENTES DEL SISTEMA CONTROLADOR LOGICO PROGRAMABLE (PLC S7-200). La CPU S7-200 es un equipo autónomo compacto que incorpora una unidad central de procesamiento (CPU 222), una fuente de alimentación, así como entradas y salidas digitales (ver fig.2.4). 6

15 Capítulo II. Sistema implementado. FIG. 2.4: CONTROLADOR LOGICO PROGRAMABLE (PLC S7-200). Utilizando módulos de ampliación se pueden agregar entradas y salidas (E/S) adicionales a la CPU. La CPU 222 y los módulos de ampliación de E/S van montados en un riel DIN, conectados uno al lado del otro (ver fig.2.5). FIG.2.5: MONTAJE DE LA CPU CON SUS MODULOS DE AMPLIACION. Para comunicar la CPU222 con el PC, se utilizó el cable PC/PPI. Se ajustaron los interruptores DIP del cable PC/PPI a la velocidad de transferencia asistida por el PC (ver fig.2.6). 7

16 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.6: CONFIGURACION DEL CABLE PC/PPI. En las siguientes figuras se muestra el aspecto del cable de comunicación PC/PPI (ver fig. 2.7 y 2.8). FIG.2.7: CABLE PC/PPI. FIG.2.8: ASPECTO FISICO DE LOS INTERRUPTORES DIP. 8

17 Capítulo II. Sistema implementado. Una vez configurado el módulo del cable de comunicación, se ajusto los parámetros para el estándar de comunicación entre el PC y el PLC (ver fig.2.9). FIG.2.9: AJUSTE DE INTERFAZ PC/PLC. Dentro de los parámetros a configurar uno de los más importantes, es el de la velocidad de transferencia estándar, que es de kbit/s (ver fig. 2.10). 9

18 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.10: VELOCIDAD DE TRANSFERENCIA DE COMUNICACION. Para crear el programa, se puede utilizar tres tipos de editores tales como: Lista de instrucciones, esquema de contactos o diagrama de funciones como muestra la tabla 2.1. Tabla 2.1 Juego de operaciones El editor AWL (Lista de instrucciones) de STEP 7-Micro/WIN 32 permite crear programas de control introduciendo la nemotécnica de las operaciones (ver fig. 2.11). 10

19 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.11: PROGRAMA AWL. El editor KOP (Esquema de contactos) de STEP 7-Micro/WIN 32 permite crear programa, con componentes similares a los elementos de un esquema de circuitos eléctricos de control con relé (ver fig.2.12). 11

20 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.12: EDITOR KOP O ESQUEMA DE CONTACTOS. El editor FUP (Diagrama de funciones) de STEP 7-Micro/WIN 32, permite visualizar las operaciones en forma de cuadros lógicos, similares a los circuitos de puertas lógicas. En FUP no existen contactos ni bobinas, como en el editor KOP, pero sí hay operaciones equivalentes, que se representan en forma de cuadros (ver fig.2.13). 12

21 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.13: EDITOR FUP. Las operaciones de conversión, permiten transferir valores de un tipo de datos a otro. STEP 7-Micro/WIN 32, soporta las operaciones de conversión que muestra la tabla 2.2, para transferir valores entre los tipos de datos elementales. 13

22 Capítulo II. Sistema implementado. Tabla 2.2. Tabla de conversión Operación de conversión BYTE a INT INT a BYTE INT a DINT DINT a INT DINT a REAL REAL a DINT Operandos admisibles en la verificación de los tipos de datos IN: BYTE OUT: INT IN: INT OUT: BYTE IN: INT OUT: DINT IN: DINT OUT: INT IN: DINT OUT: REAL IN: REAL OUT: DINT La estructura del programa de la CPU S7-200 comprende tres partes básicas: Primero, el programa principal; en este se disponen las operaciones que controlan la aplicación. Las operaciones del programa principal se ejecutan de forma secuencial en cada ciclo de la CPU. Segundo, las rutinas de interrupción; En estos elementos opcionales del programa se ejecutan cada vez que ocurra el correspondiente evento de interrupción. Tercero, las Subrutinas; Estos elementos opcionales del programa, se ejecutan sólo cuando se llaman desde el programa principal o desde una rutina de interrupción. Se tiene dos modos de operación de la CPU S7-200 de operación. Primero en la operación STOP la CPU no ejecuta el programa. Cuando está en modo STOP, es posible cargar programas o configurar la CPU. 14

23 Capítulo II. Sistema implementado. Segundo, en la operación RUN la CPU ejecuta el programa, el diodo luminoso (LED) en la parte frontal de la CPU indica el modo de operación actual (ver fig. 2.14). FIG.2.14: SELECCION DEL MODO DE OPERACION. El modo de operación se puede cambiar como se indica a continuación: Accionando manualmente el selector de modos de operación de la CPU, utilizando el software de programación STEP 7-Micro/WIN 32 y colocando el selector de la CPU en posición TERM o RUN. La tabla de estado se puede utilizar para leer, escribir, forzar y observar las variables mientras se ejecuta el programa (ver fig.2.15). FIG.2.15: TABLA DE ESTADO. 15

24 Capítulo II. Sistema implementado. El estado del programa KOP se puede ver en STEP 7-Micro/WIN 32, STEP 7-Micro/WIN 32, debe estar visualizando el programa KOP. El estado KOP muestra el estado de todos los valores de los operandos de las operaciones (ver fig.2.16). FIG.2.16: ESTADO DEL PROGRAMA KOP. Para visualizar el estado del programa en FUP, este debe estar activado, el estado FUP muestra el estado de todos los valores de los operandos de las operaciones (ver fig. 2.17). 16

25 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.17: ESTADO DEL PROGRAMA FUP. Para visualizar el estado del programa en AWL, utilizando el editor AWL, STEP 7-Micro/WIN 32 ofrece un método para observar el estado de ejecución del programa tras evaluarse cada una de las operaciones. 17

26 Capítulo II. Sistema implementado. Este método de observación del estado se denomina estado AWL. La sección del programa para la que se ha habilitado el estado AWL se denomina ventana de estado AWL (ver fig. 2.18). FIG.2.18: ESTADO DEL PROGRAMA AWL. 18

27 Capítulo II. Sistema implementado. La tabla de estado se puede utilizar para forzar valores (ver fig. 2.19). FIG.2.19: TABLA DE ESTADO FORZANDO VALORES. Las CPU S7-200 permiten seleccionar un filtro de entrada que define un tiempo de retardo (comprendido entre 0,2 mili seg. y 12,8 mili seg.) para algunas o bien para todas las entradas digitales integradas. Cada indicación del tiempo de retardo se aplica a grupos de cuatro entradas (ver fig.2.20). Dicho retardo, permite filtrar en el cableado de entrada las interferencias que pudieran causar cambios accidentales de los estados de las salidas. 19

28 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.20: BLOQUE DE SISTEMA DE FILTROS DE ENTRADA. En la CPU 222, cada una de las entradas analógicas se puede filtrar utilizando el software. El valor filtrado es el valor promedio de la suma de un número estándar de muestreos de la entrada analógica. Los datos de filtración indicados (número de impulsos y tiempo muerto) se aplican a todas las entradas analógicas, para las que se habilite dicha función. La configuración estándar de STEP 7-Micro/WIN 32 está habilitada para que se filtren todas las entradas analógicas (ver fig. 2.21). 20

29 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.21: FILTRO DE ENTRADAS ANALOGICAS CONVERSION ANALOGICA DIGITAL. El conversor analógico digital de expansión usado en conjunto con el PLC Siemens es el módulo EM231 que es capaz de trabajar como conversor de corriente o de tensión. Este módulo consta de 4 entradas analógicas. El módulo puede trabajar con un rango de +/- 10v, de 0 a 10v y 0 a 5v continuos, también con corriente en el rango de +/- 20mA o de 0 a 20mA. Los datos digitales entregados por el conversor A/D van desde a bipolares y de 0 a para unipolares. 21

30 Capítulo II. Sistema implementado. La resolución del convertidor A/D es de 12 bits. El conversor entrega un número para cada tensión ingresada, según el rango para el cual se configuró previamente. En este caso, para una conversión a 12 bits con tensiones de entrada entre 0 y 10 Volts, los valores devueltos por el conversor van entre 3200, cuando las revoluciones del motor estaban a 300 RPM y 32000, cuando las revoluciones del motor llegan a 3000 RPM, es decir, cuando el módulo A/D EM231 le ingresa 1 volts el valor digital es 3200 y cuando ingresan 10 volts es valor digital es La tabla 2.3 corresponde a la relación entre la tensión y el dato digital: Dato = 3200 * Volts (2.1) Tabla 2.3. Tensión vs. Dato. Tensión (Volts DC) Dato (12 Bits) La tabla 2.4 corresponde a la relación entre la tensión y las revoluciones: Revoluciones (rpm) = 300 * Volts Tabla 2.4. Tensión vs. Velocidad. Tensión (Volts DC) Velocidad (RPM) (2.2)

31 Capítulo II. Sistema implementado CONVERSION DIGITAL ANALOGICA. El módulo de conversión digital analógica utilizado fue el EM232. Este módulo posee dos salidas analógicas que pueden funcionar como salida de rango +/- 10 v, de 0 a 10 v y también con corriente en el rango de 0 a 20 ma. La resolución de este conversor para tensión de salida es de 12 bits y para corriente de salida es de 11 bits. Los datos digitales entregados por el conversor D/A van desde a bipolares y de 0 a para unipolar. En este caso el módulo se configuró para trabajar con una conversión de 12 bits con tensiones de salida entre 0 y 10 volts VARIADOR DE VELOCIDAD. El objetivo de los variadores de velocidad del tipo convertidor de frecuencia, es alimentar a los motores de inducción trifásicos para controlar la velocidad del motor. El cuadro a continuación presenta las ventajas de estos dispositivos como muestra la tabla

32 Capítulo II. Sistema implementado. Tabla 2.5. Ventajas de los inversores Motor asíncrono En uso normal Con el variador velocidad Corriente de arranque. Muy elevada, del orden de 6 8 veces la corriente nominal en valor eficaz, veces en valor cresta. Limitado en el motor (en general: cerca de 1,5 veces la corriente nominal). Par de arranque. Elevado y no controlado, del orden de 2 a 3 veces el par nominal. Del orden de 1,5 veces el par nominal y controlado durante toda la aceleración. Arranque. Brutal, cuya duración sólo depende de las características del motor y de la carga arrastrada (Par resistente, inercia). Progresivo, sin brusquedades y controlado (rampa lineal de velocidad, por ejemplo). Velocidad. Variando ligeramente según la carga (Próxima de la velocidad de sincronismo). Variación posible a partir de cero hasta un valor superior a la velocidad de sincronismo. Par máximo. Elevado, del orden de 2 ó 3 veces el par nominal. Elevado disponible para todo el rango de velocidades (del orden de 1,5 veces el par nominal). Frenado eléctrico. Relativamente complejo, necesita protecciones y un esquema particular. Fácil. Inversión del sentido de marcha. Fácil solamente después de parada motor. Fácil. Riesgo de bloqueo. Sí, en caso de exceso de par o en caso de bajada de tensión. No. Funcionamiento del motor en el plano par-velocidad. Ver fig Ver fig

33 Capítulo II. Sistema implementado. El principio de funcionamiento consiste en suministrar al motor una onda de tensión a amplitud y frecuencia variables, manteniendo la relación tensión / frecuencia sensiblemente constante. La generación de esta onda de tensión la realiza un dispositivo electrónico de potencia cuyo esquema de principio está ilustrado (ver fig. 2.22). FIG.2.22: ESQUEMA DE PRINCIPIO DE UN CONVERTIDOR DE FRECUENCIA. El funcionamiento del motor en el plano par-velocidad se ve en la siguiente gráfica (ver fig.2.23). En ésta se muestra la respuesta del par vs. velocidad cuando el motor es alimentado por la red. 25

34 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.23: DIAGRAMA PAR-VELOCIDAD DE UN MOTOR ALIMENTADO EN DIRECTO. La zona de funcionamiento del motor en el plano par-velocidad está limitada en la parte verde de la curva. En la siguiente gráfica (ver fig. 2.24) representa la respuesta de par vs. velocidad de un motor conectado a un inversor. FIG.2.24: DIAGRAMA PAR-VELOCIDAD DE UN MOTOR ALIMENTADO POR CONVERTIDOR DE FRECUENCIA. Aquí la zona de funcionamiento del motor en el plano par vs. velocidad está representada en verde. 26

35 Capítulo II. Sistema implementado. Como se nota la curva de Par vs. Velocidad del motor alimentado con el inversor tiene una respuesta constante prácticamente en el proceso de aceleración, en el rango de 0 a la revolución nominal, e inversa para velocidades superiores a la nominal. Los componentes del variador de velocidad incluyen un puente rectificador monofásico o trifásico de diodos conectados a un condensador, formando una fuente de tensión continua (Bus de tensión continua o Bus DC), un puente ondulador generalmente con IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), alimentado por la tensión continua y que genera una onda de tensión alterna de amplitud y frecuencia variables, por modulación de ancho de pulso o PWM, una unidad de mando que suministra las órdenes de conducción a los IGBT con arreglo a las consignas dadas por el operador (orden de marcha, sentido de marcha, consigna de velocidad) y de la medida de magnitudes eléctricas (tensión red, corriente motor). El principio del PWM utilizado en el puente ondulador consiste en aplicar sobre los bobinados del motor una sucesión de impulsos de tensión, de amplitud igual a la tensión continua suministrada por el rectificador. Los impulsos son modulados en anchura para crear una tensión alterna de amplitud variable. Las curvas representadas en la siguiente gráfica (ver fig. 2.25) son unos ejemplos de tensión entre fases y corriente en un bobinado de la máquina (suponiendo los bobinados conectados en triángulo). 27

36 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.25: TENSION CON PWM Y CORRIENTE POR LOS BOBINADOS DE LA MAQUINA. El puente rectificador combinado con el condensador de filtrado toma de la red una corriente no sinusoidal, cuyo aspecto se representa en la gráfica (ver fig. 2.26). El valor típico del índice de distorsión armónica THD es del 40 % de distorsión, cuando se incluye una inductancia de línea que provoca una caída de tensión comprendida entre el 3 y 5 %. En ausencia de esta inductancia de línea, la distorsión de corriente es superior: puede sobrepasar el 100 % en ausencia total de inductancia en el variador. 28

37 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.26: INTENSIDAD ABSORBIDA Y TENSION SIMPLE DE LA RED (ALIMENTACION TRIFASICA). En la gráfica (ver fig. 2.27) se muestra la tensión y corriente de entrada para el caso de inversores monofásicos. FIG.2.27: TENSION Y CORRIENTE DE ENTRADA PARA EL CASO DE INVERSORES MONOFASICOS. 29

38 Capítulo II. Sistema implementado. La corriente fundamental absorbida por el variador prácticamente está en fase con la tensión, de modo que la corriente es proporcional a la potencia eléctrica suministrada por la red. Teniendo en cuenta los rendimientos, esta corriente es proporcional a la potencia mecánica suministrada por el motor VARIADORES DE VELOCIDAD MICROMASTER 440B Y SSD. Como se mencionó anteriormente, para la implementación de este sistema se utilizaron dos variadores de velocidad. El variador que controla al motor maestro es del fabricante Siemens modelo MicroMaster 440B. En la siguiente figura se muestra el aspecto físico del variador de velocidad MicroMaster 440B (ver fig. 2.28). 30

39 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.28: VARIADOR DE VELOCIDAD SIEMENS MICROMASTER 440. A continuación se muestra el diagrama del circuito general y borne de conexión de este variador (ver fig. 2.29). 31

40 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.29: VARIADOR DE VELOCIDAD SIEMENS MICROMASTER 440B. Las conexiones utilizadas para controlar este variador con el PLC son: La entrada análoga de 0 a 10 volts (ADC1 + y ADC1 -), para control la velocidad del motor, el terminal de control DIN1 controlado por 24 volts para el encendido y apagado del motor maestro. 32

41 Capítulo II. Sistema implementado. Para realizar la comunicación entre el PC y este variador se utiliza una interfaz RS 232 a RS 485 con el fin de configurar los parámetros del motor en el variador, tales como aceleración, desaceleración, tensión, corriente entre otros. Además este variador cuenta con un panel (BOP) mediante el cual también se puede configurar los parámetros antes mencionados. En la siguiente figura se muestra la interfaz de comunicación RS-232 a RS485 (ver fig. 2.30). FIG.2.30: INTERFAZ DE COMUNICACION. Este módulo se alimenta con 12 volts continuos y además tiene conectado en el bus RS-485 del variador las resistencias terminales de comunicación. En la siguiente figura se muestra las resistencias terminales del bus de comunicación (ver fig. 2.31). 33

42 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.31: RESISTENCIAS TERMINALES. El software utilizado para el manejo y configuración de este variador es el programa Started. Con éste se pueden monitorear y modificar parámetros del motor tales como tensión, corriente, frecuencia entre otros parámetros. Este programa tiene la flexibilidad de poder manejar el variador mediante el PC, con ambiente de panel de operador o bien mediante el panel de control (BOP). En la siguiente figura se muestra el programa Started en el ambiente de panel operador (ver fig. 2.32). 34

43 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.32: PROGRAMA STARTED EN AMBIENTE PANEL OPERADOR. En este panel se tiene disponible la botonera de partida / parada y el ajuste del set point (Hz). En siguiente figura se muestra el aspecto del monitoreo de las variables tales como corriente, tensión y frecuencia (ver fig. 2.33). 35

44 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.33: MONITOREO DE VARIABLES El segundo variador empleado para controlar el motor esclavo es del fabricante SSD DRIVE modelo 650V. 36

45 Capítulo II. Sistema implementado. En la siguiente figura se muestra el aspecto físico del variador SSD DRIVE 650V (ver fig. 2.34). FIG.2.34: VARIADOR DE VELOCIDAD EUROTHERM 650V. Estos variadores de velocidad pueden ser configurados de modo V/F lineal o en modo cuadrático. En modo lineal proporciona un flujo constante característico hasta la frecuencia base. En modo cuadrático proporciona un flujo cuadrático característico hasta la frecuencia base. Esto equipara los requisitos de la carga para ventiladores y para la mayoría de las aplicaciones de bombas. 37

46 Capítulo II. Sistema implementado. En la siguiente gráfica (ver fig. 2.35) se aprecia el gráfico relacionado con la respuesta lineal o cuadrática. FIG.2.35: RESPUESTA LINEAL Y CUADRATICA. Para esta aplicación se configuró los variadores en modo V/F lineal de manera que proporciona un flujo constante característico hasta la frecuencia base. Para esta aplicación se configuró la frecuencia base de 50 Hz, y una frecuencia máxima de 50 Hz DATOS TECNICOS DE LOS VARIADORES DE VELOCIDAD. Para el caso del variador SIEMENS MICROMASTER 440 se alimenta con un tensión trifásica 380 Vac, 50/60 Hz, tensión de salida variable de 0 a 380Vac trifásico y con un rango de frecuencia de salida de Hz. 38

47 Capítulo II. Sistema implementado. Para el variador SSD DRIVE 650V se alimenta con una tensión monofásica de 220 Vac, 50/60 Hz, tensión de salida variable de 0 a 220 Vac trifásico con un rango de frecuencia de salida de Hz. Dentro de los parámetros típicamente configurables de estos variadores, los más importantes son: Velocidad Máxima: Esta relacionada con la máxima frecuencia que tendrá la tensión trifásica generada por el variador de frecuencia. Esta se mide en Hz y puede alcanzar valores de hasta 650 Hz, pero la mayoría de las aplicaciones no requiere más de 60Hz. Velocidad Mínima: Corresponde a la velocidad mínima de salida a la que operará el variador, esta velocidad se representa en porcentaje de velocidad máxima. Tiempo de Aceleración: Corresponde al tiempo que tarda el variador en pasar de 0 a la máxima frecuencia. Tiempo de Desaceleración: Es el tiempo que tarda el variador en pasar de la máxima frecuencia a 0. 39

48 Capítulo II. Sistema implementado. Frecuencia Base: Es la frecuencia de salida alcanzada por la máxima tensión, este parámetro puede seleccionarse en 50 ó 60 Hz. Parámetros elegidos para los variadores: La frecuencia base elegida es de 50 Hz. Sin embargo los motores empleados para el sistema soportan 60 Hz. La Frecuencia mínima fue fijada en 10 Hz, debido a que los sensores de velocidad entregan una señal inestable, para valores menores a esa frecuencia. Los 10 Hz representan el 20% de la velocidad máxima de los motores. Los tiempos de aceleración y desaceleración fueron ajustados en diferentes valores para cada variador. Para el caso del variador SIEMENS MICROMASTER 440B, el tiempo de aceleración fue fijado en 5 segundos y el tiempo de desaceleración en 5 segundos. Para el variador SSD DRIVE 650V el tiempo de aceleración fue fijado en 6.5 segundos y el tiempo de desaceleración en 6.5 segundos. Estos parámetros de aceleración y desaceleración se ajustaron así para obtener una buena respuesta del lazo de control. 40

49 Capítulo II. Sistema implementado. En la siguiente ilustración (ver fig. 2.36) se muestra el diagrama de conexión de los variadores de velocidad hacia el PLC: FIG.2.36: DIAGRAMA DE CONEXION DEL VARIADOR DE VELOCIDAD HACIA EL PLC. 41

50 Capítulo II. Sistema implementado. En el terminal Q0.0 que es una salida digital tipo relé del PLC se controla la partida y parada del variador maestro. En la terminal Q0.3 se controla la partida y parada del variador esclavo. En el módulo de salida análogo, el terminal V1 entrega la tensión de referencia de velocidad hacia el variador maestro, el terminal V2 entrega la tensión de referencia de velocidad hacia el variador esclavo. Esta tensión es de 0-10 volts para ambos variadores. 42

51 Capítulo II. Sistema implementado SENSORES SENSORES DE VELOCIDAD. Para medir las velocidades de los motores se utilizaron dos tacogeneradores de corriente continua lineales. Los valores entregados en este gráfico corresponden al sensor instalado en el motor de inducción trifásico de 1 HP (ver fig. 2.37). FIG.2.37: GRAFICA DEL SENSOR 1 DE VELOCIDAD VS. TENSION. 43

52 Capítulo II. Sistema implementado. Como se ve la lectura de velocidad entregada por este sensor es lineal. El 10% de velocidad corresponde a 0,4 volts DC a 300 RPM y para 100% corresponde 4,7 volts DC a 3000 RPM. A continuación se muestra la gráfica de respuesta del tacogenerador esclavo (ver fig. 2.38) FIG.2.38: GRAFICA DEL SENSOR 2 DE VELOCIDAD VS. TENSION Los valores entregados por esta gráfica corresponden al sensor instalado en el motor de inducción trifásico de ¼ de HP. 44

53 Capítulo II. Sistema implementado. Como se ve en el gráfico, el 10% de velocidad corresponde a 0,157 a 300 RPM y el 100% a 1,57 a 3000 RPM SENSOR DE CORRIENTE. El sensor de corriente del tipo instantáneo utilizado para medir la corriente del motor de inducción trifásico maestro (1HP), es del tipo efecto hall marca LEM modelo LTS 25-NP, con un rango de lectura de 0 a 25 ampéres y se alimenta con una tensión continua de +5 volts. Este sensor puede ser usado para medir corriente AC, DC, Pulso y mixto (ver fig.2.39). FIG.2.39: ASPECTO FISICO DEL MEDIDOR DE CORRIENTE. La tensión analógica de salida entregada por este transductor es proporcional a la corriente, con un rango de 2,5+/-(0.625) volts (ver fig. 2.40). 45

54 Capítulo II. Sistema implementado. FIG.2.40: TENSION DE SALIDA VS CORRIENTE DE ENTRADA ACONDICIONAMIENTO ACONDICIONAMIENTO SENSOR DE CORRIENTE. Debido a que este tipo de sensor entrega una lectura de corriente de valor instantáneo, que no es compatible para ingresarla al módulo A/D del PLC, es necesario realizar una etapa de acondicionamiento de la señal para transformar el valor de corriente instantánea en un valor continuo proporcional a la corriente medida por el sensor. La señal instantánea está conformada por una componente continua más una componente alterna, esta última cambia de amplitud de forma proporcional a la corriente medida. La frecuencia de la componente alterna es igual a la frecuencia de la fuente (inversor). 46

55 Capítulo II. Sistema implementado. En la siguiente ilustración se muestra el circuito acondicionador del sensor de corriente (ver fig. 2.41). FIG. 2.41: CIRCUITO ACONDICIONADOR DEL SENSOR DE CORRIENTE. Como se puede apreciar en la ilustración, el acondicionador consta de tres etapas con amplificadores operacionales: La primera etapa desacopla la componente continua de 2,5 volts para dejar solamente la componente alterna. Luego esta señal es amplificada por la segunda etapa, con una ganancia Av = 67,6 y por último, en la tercera etapa se rectifica y se filtra la componente alterna, para así obtener una señal continua en la salida de 0 a 10 volts compatible con el módulo A/D. 47

56 Capítulo II. Sistema implementado ACONDICIONAMIENTO SENSORES DE VELOCIDAD. Debido a que los sensores de velocidad entregan un rango de tensión no compatible con el rango de tensión de entrada del módulo A/D que es de 0 a 10 volts, es necesario amplificar la tensión de estos sensores en el rango de los 0-10v compatible con la lectura del módulo A/D. Para amplificar las señales de estos sensores se utilizaron dos amplificadores operacionales LM 358, en configuración sumador no inversor. Debido a que los sensores son lineales pero no entregan la misma tensión a iguales RPM, es necesario dar distintas ganancias a cada uno de los amplificadores. La ganancia del sensor 1 es de Av = 2,13, es decir que cuando se tiene 3000 RPM, la tensión del sensor será de 4,7* 2,13 = 10 volts a la salida del primer amplificador. Cada amplificador cuenta con un led para indicar que los módulos están alimentados. La alimentación es de 11,4 volts obtenida de una fuente de poder conmutada. La ganancia del sensor 2 es de Av= 6,37, es decir que cuando se tiene 3000 RPM la tensión del sensor será de 1,57v * 6,37= 10 volts a la salida del amplificador (ver figura 2.42). 48

57 Capítulo II. Sistema implementado FIG.2.42: DIAGRAMA ELECTRICO DEL LOS AMPLIFICADORES. Para alimentar los amplificadores y la interfaz de comunicación del variador Siemens se utilizó una fuente de +/- 12 volts y +5 volts. Para la transmisión de las señales de los sensores, se decidió utilizar cable UTP par trenzado categoría 5. Además se instalaron cajas de conexión para conexión RJ-45 entre los amplificadores y el modulo de entradas / salida analógica con el fin de facilitar la conexión entre estos dispositivos. 49

58 Capítulo II. Sistema implementado MOTORES DE INDUCCION. Los motores de inducción trifásicos utilizados para la implementación del sistema de control de velocidad tienen las siguientes características: Motor Maestro: Es de marca Dayton Electric, potencia 1 HP, frecuencia 50Hz, velocidad 2850 RPM, tensión 380 volts en conexión estrella, Corriente 1,6 ampéres, 2 polos, factor de servicio 1,25. Motor Esclavo: Es de marca Siemens, potencia 1/4 HP, frecuencia 50Hz, velocidad 2820 RPM, tensión 220 volts en conexión delta, corriente 1,16 ampéres, 2 polos, factor de servicio 1,48, factor de potencia 0,79 y rendimiento 72%. 50

59 Capítulo II. Sistema implementado A continuación se muestra el aspecto físico del motor de inducción (maestro) de 1 HP (ver fig. 2.43). FIG. 2.43: MOTOR DE INDUCCION TRIFASICO DE 1HP. En la siguiente ilustración se muestra el aspecto físico del motor de inducción (esclavo) de 1/4 HP (ver fig. 2.44). FIG. 2.44: MOTOR DE INDUCCION TRIFASICO DE 1/4 HP. 51

60 Capítulo II. Sistema implementado Una vez definidos los motores empleados y sus características, se realizan cálculos para obtener otros parámetros, tanto eléctricos como mecánicos a partir de los datos de placa de cada uno. Se procede a calcular el Par nominal, los Volts-Ampéres nominales de entrada y la potencia permanente de cada uno de los motores. Para motor de 1HP se tiene lo siguiente: Potencia mecánica = Par (T) * velocidad angular (2.3) Potencia aparente = 3*V*I= (VA). (2.4) Potencia máx. sal. Cont. = factor servicio*potencia nominal = (HP) (2.5) Entonces se tiene: T = (1HP*746)/ (2850*2*Π/60) = 2,5 (Nm). (2.6) Potencia aparente = 3*220*3,2 = 1219,36 (VA). (2.7) Potencia salida continua = 1,25*1HP = 1,25 (HP) o (W). (2.8) 52

61 Capítulo II. Sistema implementado Para el motor de 1/4 HP tenemos: T = (1/4 HP*746)/ (2820*2*Π/60) = 0,63 (Nm). (2.9) Potencia aparente = 3*220*1,16 = 442 (VA). (2.10) Potencia salida continua = 1,48*1HP = 0,37 (HP) o 276 (W). (2.11) Aspectos importantes a considerar cuando se utiliza un motor de inducción convencional con un variador de frecuencia: Uno de los aspectos más importantes a destacar sobre los motores de inducción convencional, es que éstos no están diseñados para trabajar con la alimentación entregada por un variador de velocidad, a torque nominal debido a las siguientes características: Problemas a bajas velocidades: La autoventilación es claramente insuficiente para el régimen permanente a bajas revoluciones, al menos si se quiere mantener el par nominal. En la práctica la mayoría de las cargas necesitan menos torque a velocidades bajas, por lo que esta limitación debe considerarse con cargas de alto torque de partida, además el factor térmico suele ser el que limita la potencia de utilización del motor. 53

62 Capítulo II. Sistema implementado Problemas a altas velocidades: Por encima de la velocidad nominal, los motores asíncronos entran en un cierto rango de funcionamiento en el que el par cae a medida que sube la velocidad, pero la potencia final se mantiene: es la llamada zona de potencia constante. Lamentablemente, este rango de velocidades está a su vez muy limitado. Si se continúa incrementando la velocidad, la potencia disponible deja de mantenerse constante, para empezar a caer rápidamente. Las causas son básicamente dos: La autoventilación: La potencia mecánica absorbida por el propio ventilador aumenta de forma cúbica con la velocidad. A velocidad nominal es poco importante, pero al doble de velocidad esa potencia se ha multiplicado por ocho. En cambio el motor no está desarrollando más potencia de la nominal, y por tanto la autoventilación es claramente excesiva. Esta potencia debería estar dedicándose a mover la carga y sin embargo se está malgastando en mover aire inútilmente. Pérdidas magnéticas en el entrehierro, que aumentan notablemente con la frecuencia. Todo esto prácticamente invalida al motor convencional para trabajar a velocidades sustancialmente superiores a la nominal. 54

63 Capítulo II. Sistema implementado Bajas prestaciones dinámicas: El diseño mecánico del rotor no ha sido optimizado para presentar una baja inercia. Ello hace que las aceleraciones angulares máximas se vean muy limitadas. Destrucción de bobinados: Los armónicos presentes en la salida de potencia del convertidor son ricos en altas frecuencias y con el tiempo acaban degradando los bobinados, cuyos barnices de aislamiento no están preparados a largo plazo para un bombardeo permanente de transiciones abruptas de tensión. 55

64 CAPITULO III ESTRUCTURA DE CONTROL

65 Capítulo III. Estructura de control. 3.1 ESTRUCTURA DE CONTROL. Como ya es sabido la variable a controlar para el sistema es la velocidad de los motores de inducción, para esto se necesitan dos lazos de control cerrado en cascada, debido a que existe un motor como maestro y el otro como esclavo con el fin de que este último siga la revoluciones del motor maestro. En un sistema de control en cascada con dos motores se debe tener en consideración lo siguiente: En condiciones normales del proceso, ya sea en forma teórica o realizando pruebas, se puede determinar cual es grupo motor carga, que tiene la respuesta más lenta y de esta manera proceder a definir el control. En el sistema implementado, se determino mediante pruebas de respuesta de aceleración, que el motor maestro tiene la respuesta mas lenta, por lo tanto la consigna de velocidad del motor esclavo, es la respuesta de velocidad del motor maestro. Si por el contrario la respuesta de aceleración del motor esclavo es más lenta, se podrá retardar la aceleración del motor maestro. Un problema que se puede presentar cuando se producen condiciones imprevistas en las variaciones de cargas en cualquiera de los motores, es que se producirá descoordinaciones entre las velocidades de ambos sistemas, la cual pueden afectar en forma imprevisible al proceso. 56

66 Capítulo III. Estructura de control. Para esto se implementaron 2 controladores PI, en donde el ajuste del Set Point del motor maestro se ajusta a los requerimientos deseados, el segundo Set Point es para el motor esclavo. Este se obtiene del sensor de velocidad del motor maestro, de tal manera que cualquier cambio de velocidad del motor maestro, el motor esclavo siga esa velocidad. El sensor de corriente instalado en el motor maestro se utiliza con la finalidad de monitorear la corriente a distintos régimen de velocidad de este motor. Para que se logre un control estable de la velocidad de ambos motores se toman las señales de retroalimentación de los sensores de ambos motores (ver fig. 3.1). FIG. 3.1: LAZO DE CONTROL. 57

67 Capítulo III. Estructura de control. 3.2 METODO DE COHEN & COON. Para diseñar los controladores del lazo en cascada es necesario conocer la respuesta de ambos motores, para esto se utiliza el método empírico Cohen & Coon. El método de Cohen & Coon, por ser un método gráfico, no es exacto y por lo tanto el controlador que se encuentre no será el controlador ideal para la planta, pero es el primer paso en el proceso de sintonización del controlador. Además, el método asume que la planta es de primer orden con un retardo y está claro que este supuesto no se cumple siempre. Para encontrar los parámetros para cada uno de los motores se realizó lo siguiente: Mediante el variador de velocidad se le aplica una entrada escalón al motor, que se visualiza en uno de los canales del osciloscopio, luego se visualiza la respuesta de salida motor. 58

68 Capítulo III. Estructura de control. Al realizar esta prueba al motor maestro, se obtuvo la siguiente señal (ver fig. 3.2). FIG. 3.2: RESPUESTA DE SALIDA DEL MOTOR DE 1 HP Luego se realizó la prueba al motor esclavo, obteniendo la siguiente curva de respuesta (ver fig.3.3). FIG. 3.3: RESPUESTA DE SALIDA DEL MOTOR DE 1/4 HP 59

69 Capítulo III. Estructura de control. Una vez obtenidas las curvas de respuesta de los motores, se realiza lo siguiente: Se traza una línea recta S tangente a la curva de respuesta en el punto de inflexión de dicha curva. El tiempo de retardo td corresponde al punto donde la recta S intercepta al eje de tiempo. La constante de tiempo τ se obtiene a partir del crucé de la recta S con el valor estacionario de respuesta Y m, y se calcula de la siguiente forma: τ=ym, (3.1) S La ganancia se obtiene del valor estacionario de respuesta Y m, (ver fig.3.4). FIG. 3.4: CURVA DE RESPUESTA METODO COHEN & COON. 60

70 Capítulo III. Estructura de control. En la tabla de valores 3.1. Se muestran los parámetros de K, td y τ que se obtuvieron de las curvas de respuesta de ambos motores: Tabla 3.1. Tabla de parámetros Motor de 1HP Motor de 1/4HP K=1 K=1 td=0.092 td=0,066 τ =0.008 τ =0,1371 Con los parámetros K, td y τ se calcula las constantes de un controlador PI como se muestra en la tabla 3.2. Tabla 3.2. Tabla de parámetros PI 61

71 Capítulo III. Estructura de control. Remplazando los valores obtenidos en las fórmulas se tienen los valores para los dos controladores, como muestra la tabla 3.3. Tabla 3.3. Tabla de Controladores PI, maestro y esclavo Controlador maestro PI Controlador esclavo PI Kc (seg.). 0,16 Kc (seg.). 1,454 Ti (seg.). 0,0248 Ti (seg.). 0,13 Una vez obtenidos estos parámetros se procedido a ingresarlos a los 2 controladores PI del sistema, para verificar el comportamiento de los controladores. Al colocar en funcionamiento el sistema completo y fijar una variable deseada de velocidad, se pudo apreciar que los controladores presentaban inestabilidad y error, produciendo un control inestable de los motores. Debido a esto, fue necesario reajustar los parámetros del controlador para mejorar la respuesta del sistema y disminuir el error, esto se hizo mediante la prueba de ensayo y error hasta lograr una respuesta más estable. Los parámetros que se consiguieron fueron los que se muestran en la siguiente tabla

72 Capítulo III. Estructura de control. Tabla 3.4. Tabla de Controladores PI ajustados Controlador maestro PI Controlador esclavo PI Kc (min.). 0,6 Kc (min.). 1,6 Ti (min.). 0,2 Ti (min.). 0,318 IMPLEMENTACION DEL SISTEMA EN EL SOFTWARE STEP7 WIN32. V4.0. Ya obtenidos los parámetros para los dos controladores PI se procede a realizar el programa en el software de programación STEP 7 MicroWIN32 V4.0 para implementar el sistema de control en cascada. La programación del controlador empleado se hizo en lenguaje Ladder, utilizando diagramas en bloques predefinidos por el software. Dentro de este bloque se encuentra el bloque PI, bloques de conversión de entero a real, entero a doble entero, bloque de divisiones y bloques de transferencia. Cada valor que se desee tratar o transformar en cada bloque, consta de una serie de direcciones de la memoria de la CPU siemens. Estas direcciones pueden ser en formatos de bit, byte, palabra y palabra doble. Por ejemplo, las direcciones AC corresponden a los acumuladores y se encuentran dentro de las direcciones del tipo palabra, otras de este estilo son VW, AIW, T, LW entre otras. 63

73 Capítulo III. Estructura de control. Al crear el programa se debe tener en cuenta que tanto las entradas y salidas como las áreas de memoria que se hayan introducido sean validas para la CPU con la que se trabaja. Para la creación de los bloques PI, el software MicroWin cuenta con una herramienta dedicada exclusivamente a la configuración del o de los bloques PID, esta herramienta es un asistente con panel de control de sintonía PID. Este asistente cuenta con un ambiente amigable del tipo panel de operador en donde se puede monitorear y modificar los parámetros mediante un gráfico o plots, mostrando en tiempo real las variaciones del proceso a controlar. Con esta asistente PID se pueden sintonizar hasta 8 lazos de control PID individualmente (uno por uno) o simultáneamente (los 8 lazos de una sola vez), asimismo, permite seleccionar la sintonía de la respuesta rápida, media, lenta o muy lenta del lazo. 64

74 Capítulo III. Estructura de control. En la siguiente figura se muestra el asistente de operaciones PID (ver fig. 3.5). FIG.3.5: ASISTENTE DE OPERACIONES PID Como se ve en la figura anterior, se puede modificar una serie de parámetros del controlador tal como la ganancia el tiempo de muestreo la acción integral entre otros. Además, se puede configurar alarmas para diversas condiciones del lazo como muestra la siguiente ilustración (ver fig. 3.6). 65

75 Capítulo III. Estructura de control. FIG.3.6: CONFIGURACION DE ALARMAS DEL CONTROLADOR. En esta ilustración (ver fig. 3.7) se aprecia el panel de control del operador en donde se pueden monitorear las variables del proceso como la PV, SP, respuesta de salida y los parámetros de sintonía como la ganancia, la acción integral entre otros. 66

76 Capítulo III. Estructura de control. FIG.3.7: PANEL DE CONTROL DEL OPERADOR. Dentro de las opciones del panel de operador está la opción avanzados y en ella se puede configurar opciones tales como la Histéresis, la desviación y la respuesta dinámica del proceso (ver fig. 3.8). 67

77 Capítulo III. Estructura de control. FIG.3.8: OPCIONES AVAZADAS DEL PANEL DE PID. Una vez configurados los bloques PI se proceden a realizar escalamientos tanto para el control de motor maestro como el esclavo, para la Lectura / Escritura de las variables a monitorear como lo son RPM, tensión, corriente y frecuencia (ver fig. 3.9 y 3.10). 68

78 Capítulo III. Estructura de control. A continuación se describen los bloques que conforman el lazo de control PI en cascada. FIG.3.9: BLOQUES DE ESCALAMIENTO DEL CONTROLADOR MAESTRO. En la figura 3.9 se encuentra el lazo de control para el motor maestro y a continuación se describe brevemente. 69

79 Capítulo III. Estructura de control. En la primera fila del diagrama en bloque, se tiene el controlador PI maestro. En la dirección AIW0 se encuentra el dato de la velocidad medida del motor, y en el acumulador (AC1), se muestra en porcentaje la consigna de velocidad ajustada. La segunda fila se indica la tensión de entrada (V_IN_1) generada por el tacogenerador. La tercera fila se muestra la tensión de salida entregada al inversor (AQW0). La cuarta fila se indica en forma de porcentaje la velocidad del motor (AC1). La quinta fila se muestra la velocidad del motor en revoluciones por minuto (RPM_OUT). En la sexta fila se indica la frecuencia en Hz del motor (FREC_1). Por ultimo en la séptima fila se muestra la corriente en ampéres del motor (I_motor_1). 70

80 Capítulo III. Estructura de control. En la figura 3.10 se muestra el lazo de control PI para el motor esclavo. FIG.3.10: BLOQUES DE ESCALAMIENTO DEL CONTROLADOR ESCLAVO. En la primera fila del diagrama en bloque, se tiene el controlador PI esclavo. En la dirección AIW2 se encuentra el dato de la velocidad medida del motor, y en el acumulador (AC0), se muestra en porcentaje la consigna de velocidad ajustada. 71

81 Capítulo III. Estructura de control. La segunda fila se indica en forma de porcentaje la velocidad del motor (AC1). La tercera fila se indica la tensión de entrada (V_IN_2) generada por el tacogenerador del motor esclavo. La cuarta fila se muestra la tensión de salida entregada al inversor esclavo (AQW2). La quinta fila se muestra la velocidad del motor esclavo en revoluciones por minuto (RPM_OUT2). Por último la sexta fila se indica la frecuencia en Hz del motor (FREC_2). Para lograr un control más flexible del sistema sin la necesidad de tener conectado el PC al PLC, se implementó un panel de control físico con dos botoneras y un potenciómetro de ajuste. Las botoneras son para partida / parada y el potenciómetro se utiliza para ajustar la consigna de velocidad deseada. Esta consigna actúa directamente sobre el controlador maestro (ver fig. 3.11). 72

82 Capítulo III. Estructura de control. FIG. 3.11: DIAGRAMA DE CONTACTO DE LA BOTONERA DE CONTROL. Una vez realizados los bloques para los escalamientos se procede a declarar las variables (ver fig. 3.12). FIG.3.12: DECLARACION DE VARIABLES. 73

83 CAPITULO IV RESULTADOS EXPERIMENTALES

84 Capítulo IV. Resultados experimentales. 4.1 RESULTADOS EXPERIMENTALES. Una vez realizado el sistema de control, se realizaron una serie de pruebas para ver el comportamiento de los controladores con sus respectivos motores, aplicándole distintas consignas de velocidad. Antes de colocar en marcha el sistema, se ajustaron los tiempos de la rampa de aceleración y desaceleración de los 2 variadores, estas fueron fijadas en 0 segundos. Una vez ajustados estos parámetros se procedió a colocar en marcha el sistema para ver el comportamiento de los controladores. Al momento de la partida de estos motores los controladores presentaban inestabilidad produciendo cambios bruscos de aceleración en los motores dificultando el control de velocidad, debido a esto se decidió cambiar los parámetros PI de ambos controladores para tratar de disminuir los cambios bruscos de aceleración de ambas máquinas. Una vez cambiados los parámetros proporcionales, e integrales de los controladores no se obtuvo ninguna mejora significativa en el control de los motores. 74

85 Capítulo IV. Resultados experimentales. Tras realizar pruebas de ensayo y error con el fin de encontrar los parámetros óptimos de ganancia y tiempo integral de ambos controladores no se logró obtener buenos resultados, por lo tanto se decidió optar por modificar los tiempos de la rampa de aceleración y desaceleración de ambos variadores, obteniendo de forma notable una mejora en la estabilidad de las revoluciones de las máquinas. El problema que se tenía con la inestabilidad del sistema, fue debido a que el software del PLC no es capaz de trabajar con señales analógicas superiores a 1 Hz, lo que no significa que los módulos analógicos no tengan suficiente capacidad de velocidad de conversión. Para el caso de los módulos analógicos de este PLC, la velocidad de conversión es menor a los 250 microsegundos, lo cual queda claro que es más que suficiente para este tipo de aplicaciones. Otro aspecto importante a considerar, es que el gráfico de control PI usado para monitorear las variables, tiene una frecuencia de muestreo de 1segundo y los parámetros proporcional integral vienen dados en minutos, quedando en claro que este tiempo de muestreo es insuficiente para detectar los cambios rápidos y bruscos que se producen cuando el tiempo de aceleración y desaceleración es muy bajo, por este motivo se decidió darle un tiempo de aceleración y desaceleración más lento, para que el software pueda detectar sin problemas estos cambios y así poder obtener un control más estable. 75

86 Capítulo IV. Resultados experimentales. Realizando pruebas de ensayo y error, se encontraron los mejores parámetros para los tiempos aceleración y desaceleración, ya que si se colocaban tiempos muy bajos se producían inestabilidades y por el otro lado si los tiempos eran muy altos el sistema presentaba una respuesta demasiado lenta. Los tiempos de aceleración y desaceleración fijados para ambos motores se muestran en la siguiente tabla 4.1. Tabla 4.1. Parámetros de aceleración y desaceleración. Variador Siemens Variador SSD Aceleración (seg.) 5 6 Desaceleración (seg.) 5 6 Una vez ajustados estos parámetros se probó el comportamiento del sistema con distintas consignas de velocidad. 76

87 Capítulo IV. Resultados experimentales. Se aplicó un cambio de velocidad (escalón) de 600 RPM a 3000 RPM al controlador maestro y ver la respuesta de ambos controladores (ver fig. 4.1 y 4.2). FIG.4.1: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 600 RPM A 3000 RPM MOTOR MAESTRO. Con este cambio de velocidad, el controlador se comporta de manera estable y el tiempo que se demora en llegar a la velocidad deseada es de aproximadamente de 1 minuto y 30 segundos. 77

88 Capítulo IV. Resultados experimentales. FIG.4.2: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 600 RPM A 3000 RPM MOTOR ESCLAVO. Como se ve en la figura, al aplicar el cambio de velocidad al controlador maestro de 600 RPM a 3000 RPM, se produce un retardo entre el Set Point de controlador maestro con respecto al set point del controlador esclavo. Este retardo produce una pequeña diferencia de aceleración entre los 2 motores. Cabe destacar que las pequeñas oscilaciones que presenta la variable medida (PV) y la salida de control (OUT) del controlador esclavo, es debido a una señal no muy estable entregada por el tacogenerador, ya que éstos no son de precisión ni de uso industrial. 78

89 Capítulo IV. Resultados experimentales. Luego se realizó un cambio de velocidad de 3000 RPM a 600 RPM obteniendo la siguiente forma de onda (ver fig. 4.3). FIG.4.3: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 3000 RPM A 600 RPM MOTOR MAESTRO. Como se puede apreciar en esta imagen, la respuesta de las formas de onda es idéntica al del escalón de 600 a 3000 RPM solo que invertida, es decir, que tanto la aceleración como desaceleración del motor maestro son iguales. Luego se procedió a ver las formas de onda del controlador esclavo (ver fig.4.4) 79

90 Capítulo IV. Resultados experimentales. FIG.4.4: CAMBIO DE VELOCIDAD DE 3000 RPM A 600 RPM MOTOR ESCLAVO. Como se nota las señales tienen una pendiente menos pronunciada en comparación con la señal del controlador maestro, esto quiere decir que el motor esclavo desacelera un poco más lento en comparación con el motor maestro. Por último se visualizó el comportamiento de los controladores en modo estacionario, fijando una consigna de 1500 RPM obteniendo la siguiente respuesta del sistema (ver fig. 4.5). 80

91 Capítulo IV. Resultados experimentales. FIG.4.5: RESPUESTA MODO ESTACIONARIO CONTROLADOR MAESTRO Como se puede apreciar la respuesta en modo estacionario del controlador maestro es muy estable casi sin error, siguiendo muy de cerca de la consigna fijada. En la respuesta del controlador esclavo se puede ver que hay un error más apreciable en estado estacionario, (ver fig. 4.6). 81

92 Capítulo IV. Resultados experimentales. FIG.4.6: RESPUESTA MODO ESTACIONARIO CONTROLADOR ESCLAVO. A pesar de tener oscilaciones en modo estacionario, se logra que el controlador siga de cerca las 1500 RPM, por lo tanto los 2 motores giran a las mismas revoluciones, logrando un control muy estable de ambas máquinas. Otro aspecto que se pudo notar en los controladores, es que les toma aproximadamente un minuto y 30 segundos para llegar a la consigna requerida, cuando los escalones son de gran amplitud. 82