Resumen de Fundamentos de Microondas 2 4 o E.T.S.I. Telecomunicación Universidad de Málaga

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1 Resumen de Fundamentos de Microondas 2 4 o E.T.S.I. Telecomunicación Universidad de Málaga Carlos García Argos garcia@ieee.org) Curso 2002/2003

2 ÍNDICE GENERAL ÍNDICE GENERAL Índice general 1. Dispositivos de estado sólido de radiofrecuencia y microondas Introducción a la problemática de la caracterización MIC: híbridos y monolíticos Los parámetros S de los transistores Por qué se usan los parámetros S? Cómo se miden? Relación entre parámetros Cambio de configuración Amplificadores de microondas Introducción: conceptos fundamentales La transformación bilineal Concepto de coeficiente de reflexión Γ) Factor de desadaptación de impedancias M) Relación entre M y el COE Relaciones de interés Amplificadores lineales a transistores Circuito general Definiciones de ganancia Estabilidad Condiciones de adaptación compleja conjugada simultánea MAG Diseño de amplificadores de banda estrecha bajo especificaciones de ganancia Planteamiento del problema Curvas de G p y G d constantes Carlos García Argos garcia@ieee.org) I

3 ÍNDICE GENERAL ÍNDICE GENERAL Procedimiento de diseño Especificaciones de G t, COE in, COE out Diseño de amplificadores de bajo ruido Conceptos Potencia de ruido en un circuito bipuerto Círculos de ruido constante Metodologías de diseño Figura de mérito: conexión de amplificadores en cascada Amplificadores balanceados Estructura Híbridos de microondas Análisis del amplificador Ventajas e inconvenientes Amplificadores de potencia Amplificadores de potencia en clase A Metodología de diseño Técnicas de combinación de potencia Amplificadores de 2 etapas Estructura Relaciones de potencia Tipos de diseño Detectores y mezcladores Introducción Detectores Mezcladores Concepto Tipos de mezcladores Terminología Dispositivos mezcladores Proceso de mezcla Análisis gran señal-pequeña señal Pérdidas de conversión Mezcladores balanceados Carlos García Argos garcia@ieee.org) II

4 ÍNDICE GENERAL ÍNDICE GENERAL 4. Circuitos de control y conmutación Diodo PIN Aplicaciones Conmutadores Atenuadores variables Desfasadores Carlos García Argos garcia@ieee.org) III

5 1. Dispositivos de estado sólido de radiofrecuencia y microondas TEMA 1 Dispositivos de estado sólido de radiofrecuencia y microondas 1.1 Introducción a la problemática de la caracterización Un amplificador de microondas en principio será igual que uno de baja frecuencia, con la única diferencia de la frecuencia de trabajo Formas de conseguir amplificadores de microondas: Tubos de onda progresiva: estructuras muy voluminosas, poco eficientes y poco fiables. Por contra, permiten manejar mucha potencia de salida Amplificadores de estado sólido: tienen los mismos principios que los de baja frecuencia Al ver el circuito equivalente para pequeña señal de un transistor FET por ejemplo) de baja frecuencia, si se sube la frecuencia, se hace necesario un modelo más elaborado que incluye elementos parásitos: intrínsecos: C gd, capacidad de puerta a drenador que rompe la unilateralidad del dispositivo, y que puede dar lugar a inestabilidades u oscilaciones extrínsecos: inductancias y resistencias de las patillas, además de las capacidades del encapsulado entre las patillas Otra restricción al subir la frecuencia es la aparición de efectos de propagación dentro del propio dispositivo Sólo cuando llegó la miniaturización años 70) se consiguió minimizar los efectos parásitos y disminuir el tiempo de tránsito de los portadores, τ c = L puerta v s siendo τ c el tiempo de tránsito de los portadores, L puerta la longitud de puerta y v s la velocidad de los portadores. Entonces, la frecuencia máxima de funcionamiento es f max = 1 2πτ c Con la integración, llegaron los MIC Microwave Integrated Circuit) Carlos García Argos garcia@ieee.org) 1

6 1. Dispositivos de estado sólido de radiofrecuencia y microondas 1.2. MIC: híbridos y monolíticos 1.2 MIC: híbridos y monolíticos Hay 2 tipos de MIC: Híbridos: hay un solo nivel de metalización, mezclándose indistintamente elementos concentrados y distribuidos Monolíticos: con sustrato de Arseniuro de Galio GaAs), se somete al mismo a determinados procesos químicos para conseguir el circuito sobre ese único sustrato 1.3 Los parámetros S de los transistores Cómo caracterizar los componentes que forman parte de un sistema de microondas? Circuito equivalente: da mucha información del dispositivo permite la optimización variando alguna de las variables del circuito o las dimensiones del dispositivo es difícil extraer el modelo, salvo en casos muy sencillos Parámetros dependientes de la frecuencia y para un cierto punto de polarización: gracias a ellos no necesitamos saber nada del dispositivo sólo hay que hacer medidas de esos parámetros hay mucha precisión, porque los parámetros los hemos medido y con ellos se puede caracterizar totalmente el dispositivo Cuando un fabricante se refiere a los parámetros S de un dispositivo, tiene dos opciones de formato: chip die): parámetros del dispositivo encapsulado: parámetros del dispositivo + patillas de acceso También se pueden usar curvas Por qué se usan los parámetros S? Son los parámetros naturales de las líneas de transmisión. En una línea de transmisión la impedancia cambia Están asociados a ondas de potencia incidente y reflejada. Por tanto, son mejores para caracterizar guías de onda Si usásemos parámetros Z o Y, habría que trabajar con cortocircuitos y circuitos abiertos, que a frecuencias de microondas pueden provocar oscilaciones e inestabilidades A frecuencias de microondas adquieren significado físico: flujo de potencia en el medio de transmisión Carlos García Argos garcia@ieee.org) 2

7 1. Dispositivos de estado sólido de radiofrecuencia y microondas 1.3. Los parámetros S de los transistores Cómo se miden? Hay que ver con respecto a qué impedancia de referencia se miden, Z 0. Tomaremos siempre Z 0 = 50Ω Instrumental: analizador de redes Relación entre parámetros A veces nos interesa trabajar con parámetros Z, Y, H, T,... Conversión de parámetros S a parámetros T : [ ] [ ] t11 t 12 1/s21 s = 22 /s 21 t 21 t 22 s 11 /s 21 s 12 s 11 s 22 /s 21 [ ] [ ] s11 s 12 t21 /t = 11 t 22 t 21 t 12 /s 11 s 21 s 22 1/t 11 t 12 /t Cambio de configuración Los parámetros S que nos dan los fabricantes se suelen medir para una configuración de emisor común BJT) o fuente común FET) Sin embargo, los parámetros S varían según la configuración, y nos puede interesar tenerlos en base común para diseñar osciladores) Para ello, hay tablas de conversión entre parámetros, que no vamos a desarrollar Carlos García Argos garcia@ieee.org) 3

8 2. Amplificadores de microondas TEMA 2 Amplificadores de microondas 2.1 Introducción: conceptos fundamentales La transformación bilineal La transformación bilineal vista en Variable Compleja aparece mucho en el diseño de amplificadores de microondas, por la propiedad importante que tiene: Transforma un plano en un círculo y viceversa, o un círculo en otro Esta transformación del plano Z al W es W = Az + B Cz + D 2.1) El interior del círculo en el plano Z se puede transformar en el interior del círculo en el plano W o en el exterior, pero si un punto del interior en el plano Z se transforma en un punto del interior en el plano W, entonces todo el interior se transforma en el interior. Transformación de círculos en círculos Si queremos transformar el círculo en el plano Z z z 0 2 = R 2 en el círculo en el plano W w w 0 2 = ρ 2 Entonces debe ser z 0 = ρ2 C D A B R = ρ A D B C A A ρ 2 CC A 2 ρ 2 C 2 A = A Cw 0 B = B Dw 0 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 4

9 2. Amplificadores de microondas 2.1. Introducción: conceptos fundamentales Concepto de coeficiente de reflexión Γ) Se define con respecto a una impedancia de referencia, Z ref Γ g = Z g Z ref Z g + Z ref Z ref R 2.2) Se define el coeficiente de onda estacionaria como COE = 1 + Γ 1 Γ 2.3) Cuando se habla del COE se supone que hay una línea de transmisión, ya que representa la relación entre las amplitudes de ondas incidente y reflejada. Este Γ no es el coeficiente de reflexión de una línea, sino el de un plano Factor de desadaptación de impedancias M) Se define de la siguiente forma, siendo P el la potencia entregada a la carga y P dg la potencia disponible del generador M = P el = 4R gr L 1 P dg Z g + Z L 2 = Γizqda 2) 1 Γ dcha 2) 1 Γ izqda Γ dcha 2 2.4) Al moverse por redes sin pérdidas, el factor de desadaptación de impedancias se mantiene invariante Relación entre M y el COE COE = M 1 1 M Relaciones de interés Definimos la tensión y la corriente en función de las ondas de potencia como V = 2 2Z 0 a + b) I = a b) Z 0 Si a g es la onda de potencia asociada al generador V g, a = a g + Γ g b Cuando no hay onda de potencia reflejada, b = 0, 1 Z0 a g = a b=0 = V g Z g + Z 0 2 = V g 1 Γ g ) a g 2 = P dg 1 Γg 2) 8Z0 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 5

10 2. Amplificadores de microondas 2.2. Amplificadores lineales a transistores 2.2 Amplificadores lineales a transistores Circuito general Aqui va la imagencita del circuito, a ver si instalo el Xfig Definiciones de ganancia Se definen 3 tipos de ganancia: ganancia de potencia: el cociente entre la potencia entregada a la carga y la entregada en el plano de entrada G p = P el P in ganancia disponible: la que informa de lo que amplifica el transistor, la máxima ganancia posible del circuito, que se conseguiría con adaptación compleja conjugada simultánea G d = P dsal P dg ganancia de transducción: es la ganancia verdadera, que considera las desadaptaciones G t = P el P dg También se pueden establecer las siguientes relaciones entre las diferentes ganancias: G t = M L G d G t = M g G p G d = G p M g M L 2.5) Cuando hay adaptación compleja conjugada simultánea en ambos planos), entonces G p = G d = G t MAG ya que M g = M L = 1 Usando los parámetros S del transistor se pueden escribir las siguientes expresiones para los coeficientes de reflexión a la entrada y la salida del mismo Γ in = s 11 + s 12s 21 Γ L 1 s 22 Γ L 2.6) Γ sal = s 22 + s 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g 2.7) Carlos García Argos garcia@ieee.org) 6

11 2. Amplificadores de microondas 2.2. Amplificadores lineales a transistores Y podemos hacer lo mismo para las expresiones de ganancia s Γ L 2) G p = 1 s 22 Γ L 2 s 11 Γ L G t = s Γ L 2) 1 Γ g 2) 1 1 s 22 Γ L s 11 Γ g + Γ L Γ g 2 = Γg 2) s Γ L 2) 1 s 22 Γ L ) 1 s 11 Γ g ) s 12 s 21 Γ L Γ g 2 G d = s Γ g 2) 1 s 11 Γ g 2 s 22 Γ g 2 Unilateralidad Un caso interesante en los transistores es el de la unilateralidad, que significa que el parámetro s 12 es nulo, lo que simplifica el diseño al permitir hacer una adaptación compleja conjugada simultánea más fácilmente, porque se pueden forzar condiciones independientes en cada plano. En este caso, Γ in = s 11 + s 12s 21 Γ L 1 s 22 Γ L = s 11 Γ sal = s 22 + s 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g = s 22 Es decir, que los coeficientes de reflexión son independientes de lo que haya al otro lado del transistor. Por otro lado, podemos definir una ganancia de transducción unilateral G tu = 1 Γ g 2 1 s 11 Γ g 2 s Γ L 2 1 s 22 Γ L 2 Esta ganancia no es máxima cuando Γ g = Γ L, ya que estamos usando una impedancia de referencia para definirlos, por lo que la condición de ganancia máxima será la de adaptación compleja conjugada simultánea, es decir, Γ g = Γ in = s 11 y Γ L = Γ sal = s 22. Se obtendrá la siguiente ganancia en ese caso G tu,max = 1 1 s 11 2 s s 22 2 Podemos escribir además, para los dispositivos unilaterales, G tu = M g G tu,maxm L Estabilidad Hay 3 tipos de estabilidad: estabilidad incondicional: a una frecuencia dada hay estabilidad incondicional si para cualesquiera impedancias Z g y Z L pasivas Γ g, Γ L < 1) entonces se cumple Γ in < 1 Re Z in ) > 0 y Γ sal < 1 Re Z sal ) > 0 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 7

12 2. Amplificadores de microondas 2.2. Amplificadores lineales a transistores estabilidad condicional: existe al menos algún Γ L con Γ L < 1 para el que Γ in > 1 y algún Γ g con Γ g < 1 para el que Γ sal > 1, lo que puede ocasionar oscilaciones inestabilidad incondicional: en este caso para cualquier Γ L tal que Γ L < 1 es Γ in > 1 y/o para cualquier Γ g tal que Γ g < 1 es Γ sal > 1 Condiciones necesarias pero no suficientes para estabilidad incondicional: s 11 < 1 s 22 < 1 Si no fuera así, habría inestabilidad para al menos una carga, que es s 11 = Γ in ΓL =0 y/o s 22 = Γ sal Γg=0 Curva de estabilidad a la salida CES) Sirve para ver qué impedancias de carga se pueden usar de forma que resulte un circuito estable. Queda determinada por su centro C L0 y su radio R L0 : C L0 = s 11 s 22 2 s 22 2 R L0 = s 12 s 21 2 s 22 2 Se suele usar cuando se ha determinado que hay estabilidad condicional. De todas formas, estos valores nos pueden servir para escribir nuevas condiciones de estabilidad incondicional: Si el origen Γ L = 0) cae dentro de la CES, para que haya estabilidad incondicional se debe cumplir R L0 1 + C L0 Si el origen cae fuera de la CES, entonces será R L0 C L0 1 Curva de estabilidad a la entrada CEE) Se definen el centro y el radio de la CEE de forma análoga a la CES: C g0 = s 22 s 11 2 s 11 2 R g0 = Y las condiciones de estabilidad incondicional son equivalentes: s 12 s 21 2 s 11 2 Si el origen Γ g = 0) cae dentro de la CEE, para que haya estabilidad incondicional se debe cumplir R g0 1 + C g0 Si el origen cae fuera de la CEE, entonces será R g0 C g0 1 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 8

13 2. Amplificadores de microondas 2.2. Amplificadores lineales a transistores Estabilidad en función de los parámetros S Definiendo la constante de Rollet, k = 1 s 11 2 s s 12 s ) Se garantiza la estabilidad incondicional en el plano de Γ L si se verifican las siguientes desigualdades: k > 1 s 11 < 1 s 12 s 21 < 1 s 11 2 Para el plano de Γ g se puede establecer el criterio equivalente La constante de Rollet es invariante a cambios de las impedancias de referencia Z 01, Z 02 Por tanto, tenemos los siguientes criterios: estabilidad incondicional: si y sólo si estabilidad condicional si k > 1 < 1 s 11 < 1 s 22 < 1 k > 1 > 1 caso poco frecuente) 1 < k < 1 caso más frecuente) inestabilidad incondicional si k < 1 Hay que notar, sin embargo, que aunque se cargue un circuito con una Z L que haga que el circuito pueda oscilar, o lo que es lo mismo, Re Z in ) < 0, se puede controlar esa oscilación con Z g, haciendo que Re Z g + Z in ) > 0. Por eso, en algunos libros, al pintar las curvas de estabilidad en el plano de entrada se pintan las Z g para las que Re Z g + Z in ) > 0 y Re Z g + Z in ) < 0. Así pues, se habla de estabilidad condicional en lugar de inestabilidad incondicional. Si a alguna frecuencia f 0 es incondicionalmente estable, a otras frecuencias el circuito puede oscilar. Habría que dibujar las CEE y CES para las frecuencias conflictivas y así determinar la estabilidad, pero eso es complicado. Es más sencillo trabajar con los parámetros [S] totales en los planos de entrada y salida de las redes adaptadoras), estudiando de esa forma la estabilidad con la frecuencia. Las frecuencias conflictivas son aquellas para las que k 1. Carlos García Argos garcia@ieee.org) 9

14 2. Amplificadores de microondas 2.2. Amplificadores lineales a transistores Propiedades de la constante k Expresamos la constante de Rollet en función de otros parámetros: donde r 11 = Re Z 1 ) y r 22 = Re Z 2 ). donde g 11 = Re Y 1 ) y g 22 = Re Y 2 ). k = 1 s 11 2 s s 12 s 21 k = 2r 11r 22 Re Z 12 Z 21 ) Z 12 Z 21 k = 2g 11g 22 Re Y 12 Y 21 ) Y 12 Y 21 Resistencia de padding Es un método que se usa para aumentar k, y consiste en utilizar unas resistencias en serie o paralelo a la entrada y/o a la salida de los bipuertos. Aumentando k se logra mayor estabilidad del circuito. Si se coloca una resistencia r 1 en serie a la entrada y otra r 2 también en serie a la salida, los parámetros Z resultantes quedan [ ] [Z r1 + Z ] = 11 Z 12 Z 21 r 2 + Z 22 Si se coloca una conductancia g 1 en paralelo a la entrada y otra g 2 en paralelo a la salida, los parámetros Y totales son [ ] [Y g1 + Y ] = 11 Y 12 Y 21 g 2 + Y 22 Si se colocan elementos reactivos puros, no varía el valor de k, por lo que se mantiene la estabilidad o inestabilidad Condiciones de adaptación compleja conjugada simultánea Queremos saber si existen Γ g y Γ L que podamos poner en el circuito tales que Γ in = Γ g y Γ sal = Γ L es decir, que haya adaptación compleja conjugada en ambos puertos entrada y salida). En caso de que así sea, G t = G p M g = G d M L G t = G p = G d = MAG Se tienen las siguientes expresiones Γ g = Γ in = s 11 + s ) 12s 21 Γ L 1 s 22 Γ L Carlos García Argos garcia@ieee.org) 10

15 2. Amplificadores de microondas 2.2. Amplificadores lineales a transistores Γ L = Γ sal = s 22 + s ) 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g y las soluciones son Γ a g y Γ a L, impedancias pasivas tales que al ponerlas en el circuito se obtiene la adaptación compleja conjugada simultánea. La solución a este problema viene dado por las siguientes fórmulas Γ g = 1 B 1 ± B1 2 4 C 1 2) ) 1/2 2C 1 B 1 = 1 + s 11 2 s C 1 = s 11 s 22 Γ L = 1 B 2 ± B2 2 4 C 2 2) ) 1/2 2C 2 B 2 = 1 + s 22 2 s C 2 = s 22 s 11 Quedándonos con la solución que tenga módulo menor que la unidad. Propiedades: Si Γ g y Γ g son las soluciones para el plano de entrada y Γ L y Γ L para el de salida, se cumple Γ g Γ = Γ g Γ = 1 g Γ LΓ L = Γ L Γ L = 1 g Dados δ = B C 1 2 = k 2 1 ) 4 s 12 s 21 2 δ = B C 2 2 = k 2 1 ) 4 s 12 s 21 2 Si k > 1, δ > 0 Si k < 1, δ < 0, por lo que Γ g = B 1 ± j δ 1/2) 1 2C 1 y, dado que B 1 R, Γ = Γ = 1 g Por tanto, con k < 1 estabilidad condicional), la solución matemática nos lleva a impedancias reactivas puras Se dan por tanto, aparte de condiciones de estabilidad, condiciones de adaptabilidad, relacionadas entre sí: k > 1, < 1: estabilidad incondicional y adaptable es posible conseguir adaptación simultánea) k > 1, > 1: estabilidad condicional y adaptable existen impedancias de generador y carga que consiguen adaptación simultánea y se puede demostrar que caen en zona estable) 1 < k < 1: estabilidad condicional y no adaptable ya que converge a impedancias reactivas puras). Se puede conseguir la adaptación en uno de los planos, pero no en ambos k < 1: inestabilidad incondicional. Se podría tener adaptación simultánea, pero las cargas caen en la zona inestable Para el caso unilateral se tiene s 12 = 0, por lo que k =, y si s 11, s 22 < 1, hay estabilidad incondicional y adaptable g Carlos García Argos garcia@ieee.org) 11

16 2. Amplificadores de microondas 2.3. Diseño de amplificadores de banda estrecha bajo especificaciones de ganancia MAG Maximum Available Gain: es la ganancia de transducción que se obtiene cuando Γ g = Γ a g y Γ L = Γ a L Sólo tendrá sentido hablar de la MAG cuando k > 1 Propiedad: s 21 = sa 21 s 12 s a 12 el cociente entre s 21 y s 12 se mantiene invariante al cambiar las impedancias de referencia Resultado: MAG = s 21 2 = s 21 s 12 k ± ) k 2 1 Estabilidad incondicional y adaptable MAG = Estabilidad condicional y adaptable MAG = s 21 s 12 s 21 s 12 k ) k 2 1 k + ) k 2 1 en este caso, es la mínima ganancia estable: al alejarse de los dos puntos se mete más en la zona inestable. Se pueden obtener ganancias menores desadaptando el otro plano: G t = M g G p Estabilidad condicional no adaptable MSG = en este caso se llama Maximum Stable Gain. Es una figura de mérito de la ganancia máxima de transducción y potencia que no se debe superar para no acercarse demasiado a la zona inestable Caso unilateral G tu,max = s 21 s s 11 2 s s Diseño de amplificadores de banda estrecha bajo especificaciones de ganancia Planteamiento del problema Nos piden obtener una ganancia de transducción determinada, G t Se puede escoger entre dos estrategias: Carlos García Argos garcia@ieee.org) 12

17 2. Amplificadores de microondas 2.3. Diseño de amplificadores de banda estrecha bajo especificaciones de ganancia La sencilla: COEs descompensados, que fuerza en una de las puertas COE = 1 y en la otra será COE 1 La elaborada: COEs compensados, que hace desadaptación controlada en ambas puertas, siendo COE in < algo y COE sal < otro algo Obviamente, si nos piden obtener de ganancia la MAG, habrá que buscar adaptación en ambos planos Curvas de G p y G d constantes Curvas de G p constante: lugar geométrico de los Γ L con una G p conocida en el plano Γ L ) C Lp = g p s 22 s 11 ) g p s22 2 2) + 1 R Lp = 1 2kgp s 21 s 12 + g 2 p s 21 s 12 2) 1/2 g p s22 2 2) + 1 Donde g p = G p s 21 2 = 1 Γ L 2 1 s 22 Γ L 2 s 11 Γ L 2 Propiedades: G p = 0 C Lp = 0, R Lp = 1: a las impedancias reactivas puras no se les entrega potencia G p C Lp C L0, R Lp R L0 : al aumentar la ganancia nos acercamos a la zona inestable 1 < k < 1: todas las curvas de G p constante cortan a la carta de Smith en los mismos puntos, que además son los puntos en los que corta la CES Todos los centros de las curvas de G p constante tienen la misma fase sólo cambia el módulo), por lo que caen en la misma recta Cuando es posible la adaptación compleja conjugada simultánea y forzamos G p = MAG, C Lp = Γ a L R Lp = 0 Es decir, que sólo hay una solución Para las curvas de G d constante, es igual pero moviéndonos en el plano del generador C gd = g d s 11 s 22 ) g d s11 2 2) + 1 R gd = 1 2kgd s 12 s 21 + gd 2 s 12s 21 2) 1/2 gd s11 2 2) + 1 Siendo g d = G d s 21 2 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 13

18 2. Amplificadores de microondas 2.3. Diseño de amplificadores de banda estrecha bajo especificaciones de ganancia Procedimiento de diseño Estabilidad incondicional Especificaciones: G t MAG 1. Dibujar el círculo de G p constante con G p = G t en el plano Γ L 2. Elegir una Γ L Z L ) perteneciente a dicho círculo 3. Calcular el Γ in Z in ) correspondiente mediante la transformación bilineal 4. Elegir Γ g Z g ) con la condición Γ g = Γ in M g = 1) Estabilidad condicional Especificaciones: G t MSG Diferencia: en las cartas de entrada y salida hay zonas buenas y zonas malas 1. Dibujar el círculo de G p constante con G p = G t y la curva de estabilidad a la salida 2. Elegir una Γ L Z L ) perteneciente a dicho círculo lo más alejada posible de la zona inestable 3. Calcular el Γ in Z in ) correspondiente 4. Pintar la curva de estabilidad a la entrada 5. Elegir Γ g Z g ) con la condición Γ g = Γ in M g = 1) y perteneciente a la zona estable del plano M g = Especificaciones de G t, COE in, COE out Se limita el módulo de s 11 y s 22 a una cierta cantidad, y eso es lo que piden para el diseño con COEs compensados Se hace con circunferencias de M constante: C Mg = M g 1 + M g 1) Γ in 2 Γ in R Mg = CMg 2 M g 1 + Γ in M g 1) Γ in 2 Si conociésemos Γ g en lugar de Γ in, sólo hay que cambiar Γ in por Γ g, ya que M g es simétrico con respecto a Γ g y Γ in Carlos García Argos garcia@ieee.org) 14

19 2. Amplificadores de microondas 2.4. Diseño de amplificadores de bajo ruido Las especificaciones implican COE in < X COE out < Y M g > X M L > Y 1. M g G p = G t. Si suponemos que G t = 10dB y M g > 0.9, tomamos la igualdad para M g y se tiene G p = = Nos vamos al plano de salida y se dibuja la curva de G p = 11dB. Escogiendo la Γ L ya se conoce Γ in 3. Calcular por tanto Γ in 4. Dibujar en el plano de entrada la curva MSG = cte = 0.9. Al tomar un Γ g, genera un Γ sal tal que se descontrola el M L 5. Lo que se hace es dibujar M g = cte y usando la transformación bilineal dibujar M L = cte en el plano de entrada. Así, conocido Γ L se calculan los círculos M L = 0.9 sobre Γ sal 6. Se aprovecha que Γ sal = s 22 + s 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g es una transformación bilineal para traducir el círculo en el plano Γ sal al plano Γ g Γ g = s 22 Γ sal s 11 Γ sal 7. Se mapea a la entrada, siendo las impedancias válidas aquellas que estén sobre M g = 0.9 y en el interior de M L = Diseño de amplificadores de bajo ruido Conceptos Potencia media de ruido térmico v 2 n t) = 4kT BR siendo aquí k la constante de Boltzman Densidad espectral de potencia de ruido S n ω) = 4kT R Se trabaja con el ruido térmico porque es muy facil trabajar con él, y no porque todas las fuentes sean de ruido térmico Es un proceso estocástico: lo que se mide es una variable aleatoria continua Carlos García Argos garcia@ieee.org) 15

20 2. Amplificadores de microondas 2.4. Diseño de amplificadores de bajo ruido En particular, es ergódigo y estacionario Potencia disponible de ruido P d = V eff 2 4R = kt B es la potencia de ruido máxima que se puede tener Potencia de ruido en un circuito bipuerto Potencia de ruido entregada por unidad de ancho de banda P inin f 0 B/2, f 0 + B/2) = Potencia de ruido entregada a la carga Figura de ruido F = f0 +B/2 f 0 B/2 P elin f 0 ) = P inin f 0 ) G p f 0 ) P n,in P n,inrg kt M g f) df = 1 + R e R g + G i G g + 2 R gγ r + X g γ i R g Depende de R e, G i, γ r, γ i, es decir, del transistor, del punto de trabajo y frecuencia de funcionamiento. También depende de la impedancia de generador que se use ) 1 G g = Re Z g G i conductancia equivalente de ruido R e resistencia equivalente de ruido Figura de ruido mínima: F m o F min, que se consigue cuando la Z g = R g + jx g cumple X g = X m X 0 ) = γ i R e R g = R m R 0 ) = γ2 i G i G i G 2 i de esta forma, la expresión de la figura de ruido queda F = F m + G i R g Rg R m ) 2 + X g X m ) 2) = F m + G i R g Z g Z m 2 Esta figura de ruido mínima depende también del punto de polarización y la frecuencia Las unidades de la figura de ruido es veces Otras expresiones de la figura de ruido: G i Z 0 Γ g Γ m 2 F = F m Γg 2) 1 Γ m 2 = F m + 4 R e/z 0 ) Γ g Γ m 2 1 Γg 2) 1 + Γ m 2 G i = G i Z 0 R e = R e Z 0 Los fabricantes a veces llaman a R e como R N y a R e como r N Carlos García Argos garcia@ieee.org) 16

21 2. Amplificadores de microondas 2.4. Diseño de amplificadores de bajo ruido Círculos de ruido constante Son el lugar geométrico de todas las Z g que se pueden poner para conseguir una figura de ruido determinada. Se fija por tanto una figura de ruido N i = F i F m ) 1 + Γ m 2 4R e = Γ g Γ m 2 1 Γ g 2 Manipulando la expresión se obtiene un círculo en el plano Γ g con centro y radio C F = Γ m 1 + N i R F = Todos los centros están sobre la misma recta Ni 2 + N i 1 Γm 2) 1 + N i Metodologías de diseño Vamos a ver diferentes casos 1. Nos piden obtener cierta figura de ruido F i, cierta ganancia G ti y COE sal = 1 Dado que M L = 1 COE sal = 1), G t = G d, por lo que nos interesa trabajar con los círculos de G d constante. Buscaremos el corte de la curva F i = cte con el de G di = cte. Fijado Z g, Γ L = Γ sal = s 22 + s ) 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g Habrá que tener en cuenta también las zonas estable e inestable 2. Nos piden cierta figura de ruido F i, G ti y COE in = 1 Se define F i a la entrada, por lo que al ser M g = 1, G t = G p y trabajamos con los círculos de G p constante, y nos llevamos el círculo de G ti = G p al plano Γ g mediante la transformación bilineal Γ g = Γ in = s 11 + s ) 12s 21 Γ L 1 s 22 Γ L Se obtienen dos valores de Γ g que satisfacen el COE in, y al llevarlo de nuevo al plano Γ L, hay otras Γ L para obtener la ganancia y la figura de ruido pedidas 3. Nos piden F i, G ti, COE in < X, COE sal < Y COEs compensados) G t = M g G p G p > G ti Se dibuja la curva de M L constante en el plano Γ g, que es el lugar geométrico de los Γ g cuyo Γ sal garantiza un M L en el plano Γ L para la ganancia pedida. Al fijar Γ L hay un conjunto de Γ sal que satisfacen M L y que se pueden dibujar en el plano Γ g M L = cte) para ver qué Γ g son las que corresponden a cada Γ sal Ahora habría que dibujar la curva de M g = cte, el lugar geométrico de las Γ g que, para el Γ in fijado, garantiza cierto M g Ojo: podría no haber solución para el Γ L que hemos fijado y habría que escoger otro Carlos García Argos garcia@ieee.org) 17

22 2. Amplificadores de microondas 2.5. Amplificadores balanceados Figura de mérito: conexión de amplificadores en cascada Análisis de qué amplificador colocar primero al cascadear etapas Amplificador 1: G d1, F 1 Amplificador 2: G d2, F 2 Amplificador 1-Amplificador 2: Amplificador 2-Amplificador 1: Si se supone F 12 < F 21, Figura de mérito de un transistor: F 12 = F 1 + F 2 1 G d1 F 21 = F 2 + F 1 1 G d2 F /G d1 < F /G d2 F M = F 1 1 1/G d Nos dice qué transistor se coloca primero al conectarlos en cascada. Habrá que poner antes el que tenga menor F M La Z g de mínima F M no tiene porqué coincidir con la Z g de mínimo ruido para un amplificador 2.5 Amplificadores balanceados Estructura Dibujito Híbridos de microondas Dispositivo de 4 puertos Híbrido a 3dB 90 o [S] 3dB/90 o = j 0 0 j 1 1 j 0 0 j Híbrido a 3dB 180 o: se usa en mezcladores [S] 3dB/180 o = Carlos García Argos garcia@ieee.org) 18

23 2. Amplificadores de microondas 2.5. Amplificadores balanceados Análisis del amplificador Amplificador A: [S a ]; Amplificador B: [ S b] Resultado para el amplificador balanceado: s T 11 = 1 s a 2 11 s11) b s T 22 = 1 2 sa sb 22 s T 21 = j s a s21) b s T 12 = j s a s12) b Ventajas e inconvenientes Ventajas 1. Si los amplificadores son iguales, los COEs son COE in = 1 + s T 11 1 s T 11 COE sal = 1 + s T 22 1 s T 22 y, dado que s T 11 0 y s T 22 0, esos COEs tienden a 1 2. En cuanto a la ganancia, si ambos amplificadores son iguales o casi, s a 21 s b 21, por lo que s T 21 1 = s a s b 21 s a 21 No hay mejora desde este punto de vista, porque resulta la misma ganancia que usando un único amplificador, pero desde el punto de vista de potencia máxima de salida, con un amplificador balanceado se puede dar el doble 3. Si uno de los amplificadores se rompe, sigue habiendo potencia de salida 4. La impedancia de entrada es Z 0, ya que s T 11 0 si los amplificadores son iguales, por lo que es fácil conectarlos en cascada Inconvenientes 1. No se pueden construir híbridos de banda muy ancha, por lo que el ancho de banda de los amplificadores balanceados está limitado por ellos 2. Al necesitar dos amplificadores, es necesaria mayor alimentación y ocupa más tamaño Carlos García Argos garcia@ieee.org) 19

24 2. Amplificadores de microondas 2.6. Amplificadores de potencia 2.6 Amplificadores de potencia Amplificadores de potencia en clase A Transistor conduciendo todo el tiempo zona lineal Pequeña señal parámetros [S] de pequeña señal Gran señal los parámetros [S] de pequeña señal ya no valen, por lo que hay que dar información auxiliar a dichos parámetros parámetros [S] de gran señal Curvas de potencia de salida constante: los parámetros adicionales que nos hacen falta. Es el lugar geométrico de los puntos en los que se obtiene la potencia de compresión a 1dB Punto de compresión a 1dB: punto en que la potencia de salida es 1dB menor que la que habría si se mantuviese el régimen lineal En ese punto hay poca distorsión de la señal G p1db Z a L) = MAG 1dB = G p Z a L) 1dB G p1db Z Lp ) = G p Z Lp ) 1dB Puede ocurrir que la curva con mayor ganancia no sea la que permita obtener máxima potencia a la salida: P el,1db Z a L) < P el,1db Z Lp ) G Z a L) > G Z Lp ) siendo Z Lp la impedancia de carga para la que se consigue máxima potencia de salida en el punto de compresión a 1dB. Cada punto de polarización tiene una Z Lp distinta, y el fabricante da la información para el punto de polarización en el que se consigue máxima potencia de salida El fabricante también da las curvas de Γ g para conseguir adaptación compleja conjugada simultánea, ya que se está en el límite de validez de pequeña señal para los parámetros S Para obtener las curvas de forma exacta: Modelo no lineal del transistor Método del Balance Armónico Para obtenerlas de forma gráfica: 1. Determinar el punto de polarización óptimo 2. Determinar la Z L óptima resistiva) = R opt 3. Adaptar de forma que se vea R opt a la salida del transistor como si no hubiera elementos parásitos Carlos García Argos garcia@ieee.org) 20

25 2. Amplificadores de microondas 2.6. Amplificadores de potencia Metodología de diseño COE sal > 1, COE in = 1, P elmax En este caso se fija Γ L = Γ Lp y para adaptación en la entrada Γ g = Γ in ) s 11 + s ) 12s 21 Γ Lp 1 s 22 Γ Lp No es una igualdad ya que recordemos que los parámetros S cuando se llega al régimen no lineal no son válidos. COE sal = 1, COE in > 1, P elmax Dado que queremos obtener máxima potencia a la salida, Γ L = Γ Lp, así que ahora hay que buscar el Γ g que hace que Γ sal ) = Γ Lp Γ sal = s 22 + s 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g = Γ Lp COEs compensados: COE in < X, COE sal < Y, P elmax Se calculan ahora los Γ sal que satisfacen cierto M L y los Γ g que satisfacen cierto M g F = F i, P elmax máxima posible), COE sal = 1 Se dibuja el círculo F i = cte en el plano Γ L con la transformación Γ L = Γ sal ) = s 22 + s 12s 21 Γ g 1 s 11 Γ g y se busca el corte único) de ese círculo con la curva de potencia de salida. Si el corte es único, será la máxima potencia que se pueda obtener, si corta en dos puntos, será menor. ) Técnicas de combinación de potencia Si queremos obtener mayor potencia de salida, colocamos amplificadores en paralelo Hay dos métodos Transistores en paralelo: si muere un transistor, deja de funcionar todo correctamente, ya que se ha diseñado todo para una Γ L determinada, y además al estar en paralelo, la impedancia es baja, por lo que el Q también lo es y puede haber pérdidas similares a las que hay en el adaptador Combinador/divisor híbrido: los transistores están desacoplados y funcionando de forma óptima Carlos García Argos garcia@ieee.org) 21

26 2. Amplificadores de microondas 2.7. Amplificadores de 2 etapas 2.7 Amplificadores de 2 etapas Estructura Condición antes de abordar el diseño de la RAI: M L1 = M g2 No se puede independizar el diseño de ambas etapas Relaciones de potencia ganancia de potencia total ganancia disponible total G p = P el2 P in1 = P el2 P in2 P in2 P in1 = P el2 P in2 P el1 P in1 = G p2 G p1 G d = P dsal2 P dg = P dsal2 P dg2 P dg2 P dg = P dsal2 P dg2 P dsal1 P dg = G d2 G d1 ganancia de transducción total G t = P el2 P dg = P el2 P in1 M g1 = G p1 G p2 M g1 = G d1 G d2 M L2 no es G t = G t1 G t2 ya que G t1 = G d1 M L1 y G t2 = G d2 M g2, por lo que G t1 G t2 = G d1 G d2 M L1 M g2 tiene en cuenta dos veces el efecto de la RAI Tipos de diseño Máxima G t con estabilidad incondicional Buscamos Γ g1, Γ g2, Γ L1 y Γ L2 Hacemos G t1 = MAG 1 adaptación simultánea) y G t2 = MAG 2, siendo por tanto G t = G d1 M g2 G p2 Máxima G t con estabilidad condicional G d1 = MSG 1, por lo que se pintan las curvas de G d constante en el plano Γ g1 G p2 = MSG 2, por lo que se pintan las curvas de G p constante en el plano Γ L2 M g2 = 1 Dispondríamos de los valores de Γ sal1 y Γ in2, así que se diseña la RAI para que se cumpla M g2 = 1 con esos valores. Sólo hay que diseñarla en un sentido Carlos García Argos garcia@ieee.org) 22

27 2. Amplificadores de microondas 2.7. Amplificadores de 2 etapas Mínima figura de ruido Usamos la figura de mérito F M = F 1 1 1/G d Se supone que ambos transistores están en el punto de trabajo de mínimo ruido Γ g1 = Γ m1 Γ g2 = Γ m2 Para determinar cual va primero, se miran los factores de mérito, y luego se busca la adaptación compleja conjugada a la salida: Γ L2 = Γ sal2 La RAI se diseñará para transformar Γ sal1 en Γ m2 Por tanto, será COE sal = 1, COE in > 1 Máxima potencia de salida, P el2 El transistor de salida será el que de más potencia de salida en el punto de compresión a 1dB Γ L2 = Γ Lp2 Forzar Γ g2 = Γ in2 Se hace que el transistor de entrada trabaje con máxima ganancia: Γ g1 = Γ a g1 Γ L1 = Γ a L1 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 23

28 3. Detectores y mezcladores TEMA 3 Detectores y mezcladores 3.1 Introducción Vamos a aprovechar las características no lineales de los diodos para hacer transformaciones Los detectores pasan señal de RF a señal continua Los mezcladores superponen tonos para combinar frecuencias 3.2 Detectores Se usan en receptores para modulaciones de amplitud El modelo del diodo en alta frecuencia incluye, además de la unión p-n, elementos parásitos propios del encapsulado C p y L p ), la capacidad de la unión C j y la resistencia serie R s. La unión p-n es el diodo habitual de baja frecuencia: I = I s e αv j 1 ) α = e n 1, 1.5) nkt La detección la realiza el diodo trabajando en un punto de polarización, V Q, I Q ), fijo, y extrayendo el valor medio de la señal de entrada. Junto con el valor medio, aparecerán otras componentes a frecuencias superiores, que habrá que filtrar Suponiendo la señal de entrada v j t) = V Q + V RF cos ω RF t El desarrollo en series de Taylor de segundo orden de la corriente que circula por el diodo es donde i v j ) = i V Q ) + i V Q ) v j V Q ) + i V Q ) 2 i v j ) = αi s e αv j i v j ) 2 = α2 I s 2 eαv j v j V Q ) 2 I Q = i V Q ) = I s e αv Q 1 ) i V Q ) = α I s + I Q ) i V Q ) /2 = α 2 I s + I Q ) Carlos García Argos garcia@ieee.org) 24

29 3. Detectores y mezcladores 3.2. Detectores por tanto, siendo resulta v j V Q ) 2 = V 2 RF cos 2 ω RF t = V 2 RF cos 2ω RF t) i v j ) = I Q + α2 4 I Q + I s ) V 2 RF + α I Q + I s ) V RF cos ω RF t + + α2 4 I Q + I s ) V 2 RF cos 2ω RF t Para que esta aproximación sea válida, el nivel de V RF debe ser bajo para poder desarrollar por Taylor de 2 o orden Se suele usar con niveles de V Q próximos a cero, para que la curva característica del diodo que se considera se pueda aproximar por una parábola Aparecen componentes de i v j ) a frecuencias cero y múltiplos de ω RF Resistencia de pequeña señal: es la pendiente en el punto de polarización V Q, I Q ) R j V Q ) = Eliminando la componente de 2ω RF, queda 1 α I Q + I s ) i v j ) = I Q + α R j V 2 RF + V RF R j cos ω RF t Podemos ver la sensibilidad del sistema desde diferentes puntos de vista. La potencia en RF recibida será P RF = V RF R ) ) s + ωc j ) 2 R s 2 R j R j sensibilidad de corriente en cortocircuito: liga el equivalente Norton del circuito en continua con P RF β i = i N P RF = sensibilidad de tensión en circuito abierto: α/2 1 + R s /R j ) 1 + R s /R j + ωc j ) 2 R s R j ) β v = v DC P RF = R s + R j ) β i = sensibilidad de tensión con carga R L : β v = R j α/2 1 + R s /R j + ωc j ) 2 R s R j R j R L α/2 R s + R j + R L ) 1 + R s /R j + ωc j ) 2 R s R j ) Carlos García Argos garcia@ieee.org) 25

30 3. Detectores y mezcladores 3.3. Mezcladores En los detectores, como se suele polarizar en la zona de poca pendiente, entonces R s R j, por lo que se puede escribir β v = R j α/2 1 + R j /R L ) 1 + ωc j ) 2 R s R j ) La sensibilidad depende de la frecuencia como se ve. Además, se puede controlar con R L La adaptación también influye en la sensibilidad: β v = β v 1 Γ 2 ) β v = V detectada P dgrf β v = V detectada P RF,in 3.3 Mezcladores Concepto Un mezclador es un dispositivo no lineal de 3 puertos que convierte la señal de frecuencia f RF a otra más baja llamada frecuencia intermedia f F I a base de batirla o combinarla en un proceso no lineal) con otra señal que proviene de un oscilador local de potencia mucho más alta con la mínima pérdida de señal. A ser posible, también con la mínima figura de ruido Pérdidas de conversión: L c = P dg,rf P el,f I Se generan unos armónicos que tienen de frecuencias f armonicos = mf RF ± nf OL El diagrama de bloques típico incluye una RAE, un dispositivo no lineal y una RAS. RAE y RAS son redes sintonizadas en frecuencia: Z g f RF ) = Z in f RF ) Z g f OL ) = Z in f OL ) siendo la primera más importante que la segunda Es importante el desacoplo entre las puertas de RF y OL En recepción normalmente interesa sólo una frecuencia, la frecuencia intermedia f F I = f RF f OL Se llama mezcla lineal a la mezcla que se realiza con una señal de OL de nivel mucho mayor que la de RF : V OL V RF En este caso, se puede demostrar que los armónicos generados son de frecuencias f armonicos = nf OL ± f RF Estudiaremos esta situación, ya que simplifica mucho el análisis del mezclador Carlos García Argos garcia@ieee.org) 26

31 3. Detectores y mezcladores 3.3. Mezcladores Tipos de mezcladores mezcladores a un diodo: sólo usan 1 diodo para la mezcla. Harán falta filtros para desacoplar las puertas mezcladores simplemente balanceados: usan híbridos a 3dB de 90 o o 180 o que sirven para desacoplar las puertas), y más de un elemento no lineal. Se busca la cancelación de espúreos: que los armónicos lleguen en fase o contrafase según lo que deseemos. También permiten cancelar el ruido de amplitud que tenga el oscilador local mezcladores doblemente balanceados Terminología frecuencia imagen f I ): frecuencia que está a la misma distancia de f OL que f RF. Cuando se bate la señal de f RF con f OL, aparecen en f F I la información de RF y la que hubiera en f I frecuencia imagen externa: la que se capta del exterior antena), por una interferencia. Para evitarla, se usa un filtro en torno a f RF de ancho menor a 4f I frecuencia imagen interna: al introducir en el mezclador sólo f RF y f OL, aparecen varios armónicos, entre ellos el de n = 2 queda 2f OL f RF = f OL f RF f OL ) = f OL f F I = f I Esto es porque el mezclador no es ideal. Se puede aprovechar para mejorar las pérdidas de conversión, volviendo a mezclar la componente de f I con f OL, haciendo que caiga en f F I en fase con la mezcla de f RF y f OL Esto da lugar al mezclador de reforzamiento de imagen. En él, se usa un filtro de banda eliminada o filtro de reflexión, que refleja lo que elimina en ambos puertos. En el de entrada, eliminará la frecuencia imagen externa, mientras que en el de salida, eliminará reflejándola) la frecuencia imagen interna, volviendo al proceso no lineal También tenemos el mezclador de rechazo de imagen de banda lateral única), que interesa cuando la frecuencia intermedia es muy pequeña, de forma que sea muy difícil hacer el filtro para quedarnos sólo con el armónico que queremos. Está formado por un mezclador doblemente balanceado Dispositivos mezcladores Diodo Schottky: se usan los mismos que para detectores, pero funcionando en otro régimen Diodo Schottky de contacto de punta: minimiza la superficie metálica, por lo que se reduce C j aunque aumentan las pérdidas y la frecuencia de corte Transistor FET Carlos García Argos garcia@ieee.org) 27

32 3. Detectores y mezcladores 3.3. Mezcladores Proceso de mezcla Al introducir al diodo una señal V t) = V OL cos ω OL t + V RF cos ω RF t V OL V RF se tiene un punto de polarización para dicho diodo variable con el tiempo, por lo que el equivalente de pequeña señal es una conductancia variable con el tiempo, g t). La variación del punto de polarización la marca OL Si se utiliza un FET, entonces se tiene g m t): Para la elección de g t), la ideal será g m t) = Sin embargo, en la realidad será caso general) I v gs vgs=vol t) g t) = cos ω OL t g t) = k g k e jω OLkt Si g t) R, entonces g k minimizar g 0 y g 2 = g k. En el diseño nos interesará maximizar el valor de g 1 y Análisis gran señal-pequeña señal En este análisis se realizan los siguientes pasos: 1. Analizar el circuito entero en gran señal, apagando el generador de pequeña señal. El análisis no es obvio, ya que hay mezcla de elementos lineales con no lineales. Lo que nos interesa es obtener la tensión y corriente de gran señal en bornas del dispositivo no lineal 2. Obtener el circuito de pequeña señal variable con el tiempo conductancia o transconductancia variable con el tiempo) 3. Analizar el circuito equivalente de pequeña señal variable con el tiempo en presencia sólo de RF pequeña señal). Se suele poner como un circuito de muchos puertos uno por cada armónico): método de las matrices de conversión. Con dicho método, se inventa algo para aplicar las leyes de la teoría de circuitos a sistemas no lineales Si el elemento es lineal, su matriz de conversión es diagonal, y si es no lineal, no lo es. Al no ser diagonal, dependiendo de cómo se cargue cada puerto, se entrega más o menos potencia a los demás puertos Carlos García Argos garcia@ieee.org) 28

33 3. Detectores y mezcladores 3.3. Mezcladores Pérdidas de conversión Se definen como el cociente entre la potencia disponible en la puerta de señal RF) y la entregada a la salida de FI Sólo dependen de la tensión de pico del oscilador local y de las impedancias que cargan las puertas de señal e imagen L C = P dg,rf P el,f I = P dg,rf P in,rf P in,rf P in,gt) P in,gt) P dsal,f I P dsal,f I P el,f I = 1 M RF L 2 L 3 1 M F I Requisitos del mezclador: Buen aislamiento entre puertas Adaptación de impedancias Impedancias adecuadas para los productos de mezcla que los armónicos que no deseamos no encuentren camino de corriente) Minimizar las pérdidas de conversión Mezcladores balanceados Usan un híbrido a 3dB y 90 o o 180 o, según lo que se desee Algunos productos de mezcla se cancelan entre sí llegan en contrafase) a la entrada del filtro paso bajo. Según el híbrido que se use se cancelarán unos u otros Propiedades: 1. Cancelación del ruido de AM del oscilador local, para ambos tipos de híbrido 2. Rechazo de productos de mezcla, dependiente del híbrido usado. Relativamente pobre en los balanceados y más fuerte en los doblemente balanceados 3. Aislamiento y adaptación: mejor adaptación y peor aislamiento en los de 90 o y al revés en los de 180 o Carlos García Argos garcia@ieee.org) 29

34 4. Circuitos de control y conmutación TEMA 4 Circuitos de control y conmutación 4.1 Diodo PIN Formado por una zona p, una n y otra intrínseca más grande que las otras dos La zona intrínseca no será exactamente intrínseca, sino que tendrá un poco de dopaje tipo p π) o n ν) Al ser mucho mayor, la capacidad en inversa es muy pequeña, por lo que la impedancia es grande y permite que funcione a mayor frecuencia El circuito equivalente en inversa es una capacidad C i de valor muy pequeño del orden de 0.1pF ) en serie con una resistencia R r también muy pequeña generalmente despreciable) En directa, el circuito equivalente es una resistencia R f de valor del orden de 1Ω, inversamente proporcional a la corriente de polarización 4.2 Aplicaciones conmutadores: alternar directa/inversa atenuadores variables: siempre en directa, variando la corriente de polarización para cambiar R f Conmutadores Cuantificar el comportamiento de un conmutador: aislamiento A): ideal: infinito A = P dg P el OF F Carlos García Argos garcia@ieee.org) 30

35 4. Circuitos de control y conmutación 4.2. Aplicaciones pérdidas de inserción L I ): ideal: 1 0dB) L I = P dg P el ON Si se conocen los parámetros S del conmutador, y se carga en ambos puertos con su impedancia característica, Z 0, entonces aislamiento pérdidas de inserción A = 1 s 21 2 para los parámetros S en OFF A = 1 s 21 2 para los parámetros S en ON Montaje en paralelo Y, admitancia normalizada) [S] = Y [ Y 2 2 Y directa: Y = 1 R f Y 0 inversa: Y = jωc i ] Y 0 s 21 = Y 1 s 21 2 = 1 + Y 2 2 directa OFF): inversa ON): A [db] = 10 log 1 + Z 0 2R f ) 2 L I [db] = 10 log 1 + ωci Z Montaje en serie Z, impedancia normalizada) [S] = 1 [ Z Z 2 Z directa: Z = R f Z 0 inversa: Z = ] 1 jωc i Z 0 s 21 = Z 1 s 21 2 = 1 + Z 2 2 inversa OFF): ) 2 1 A [db] = 10 log 1 + 2ωC i Z 0 Carlos García Argos garcia@ieee.org) 31