APLICACIÓN DE UN INVERSOR MULTINIVEL COMO VARIADOR DE FRECUENCIA DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO

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1 PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA APLICACIÓN DE UN INVERSOR MULTINIVEL COMO VARIADOR DE FRECUENCIA DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO CRISTIAN MARCELO ELGUETA DÍAZ Tesis para optar al grado de Magíster en Ciencias de la Ingeniería Profesor Supervisor: JUAN W. DIXON ROJAS Santiago de Chile, Julio 2005

2 PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE ESCUELA DE INGENIERIA Departamento de Ingeniería Eléctrica APLICACIÓN DE UN INVERSOR MULTINIVEL COMO VARIADOR DE FRECUENCIA DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO CRISTIAN MARCELO ELGUETA DÍAZ Tesis presentada a la Comisión integrada por los profesores: JUAN DIXON R. HUGH RUDNICK MATÍAS RODRIGUEZ LUIS CONTESSE Para completar las exigencias del grado de Magíster en Ciencias de la Ingeniería Santiago de Chile, Julio 2005

3 ii A mis Padres.

4 AGRADECIMIENTOS Este trabajo representa el término de un proyecto que no hubiese podido ser finalizado satisfactoriamente si no es por el apoyo y consejos de muchas personas. Quiero agradecer especialmente a mi familia y amigos, que nunca dejaron de apoyarme durante estos largos años de estudio. Gracias por la paciencia y cariño. Especial mención merece el Profesor Juan Dixon que guió el trabajo realizado y, que gracias a sus consejos y conocimientos este proyecto pudo llegar a un exitoso final. A mis compañeros de laboratorio que siempre tuvieron la disponibilidad de ayudar y aportar ideas en todos los problemas que se presentaron. En especial al Ingeniero Micah Ortúzar, quién aportó con su experiencia y conocimientos en muchos problemas a lo largo del desarrollo de esta tesis. Finalmente quisiera agradecer la colaboración de los funcionarios del Departamento de Ingeniería Eléctrica, especialmente a Eduardo Cea, que siempre estuvo presente cuando se necesitó su ayuda. iii

5 ÍNDICE GENERAL AGRADECIMIENTOS...iii ÍNDICE GENERAL... iv ÍNDICE DE FIGURAS... vi ÍNDICE DE TABLAS... ix RESUMEN... x ABSTRACT... xi I. INTRODUCCIÓN Objetivos de la Tesis Origen de la Tesis Cobertura de la Tesis Organización de la Tesis... 4 II. INVERSORES MULTINIVEL Características del Inversor Multinivel con puentes H en cascada Modulación de Voltaje Distribución de Potencia Comparación con Inversores de dos niveles III. CONTROL DE MOTORES DE INDUCCIÓN Control Escalar o Volts Hertz IV. SISTEMA DE CONTROL IMPLEMENTADO Características del inversor utilizado Sistema de Control Software y Algoritmo de control Características del DSP empleado y de la caja de control Tabla de control y de función iv

6 Programa de Control Sensores utilizados y circuitos anexos Sensor de Flujo Sensor de Velocidad V. RESULTADOS EXPERIMENTALES Pruebas sin Perturbaciones Pruebas con Perturbaciones VI. CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO BIBLIOGRAFÍA A N E X O S ANEXO A: Programa realizado en el DSP y Tablas ANEXO B: Programa DSP externo para el ajuste de la señal del encoder ANEXO C: Cálculo del tiempo muerto ANEXO D: Cálculo del número de puntos de la sinusoide discretizada ANEXO E: Hoja de datos del DSP TMS320F ANEXO F: Hoja de datos del Regulador TPS ANEXO G: Hoja de datos del Regulador LM ANEXO H: Hoja de datos MOSFETS IRF540N ANEXO I: Hoja de datos MOSFETS IRFP ANEXO J: Hoja de datos Driver IR v

7 ÍNDICE DE FIGURAS Figura II.1 Inversor de (a) 2 niveles, (b) 3 niveles, (c) m niveles....6 Figura II.2 Esquema Inversor Acoplado por Condensador. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles....7 Figura II.3 Esquema de Inversor Acoplado por Diodo. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles....8 Figura II.4 Inversor Multinivel del tipo puente H, con cuatro puentes...9 Figura II.5 Voltaje Modulado en amplitud, medio ciclo de la forma de onda Figura II.6 Comparación de las ondas de salida de inversores con 3, 11, 31 y 81 niveles Figura II.7 Frecuencias de Conmutación de los cuatro puentes H del inversor de 81 niveles Figura II.8 Potencias entregadas por cada fuente DC del inversor. (a) Carga Resistiva. (b) Carga inductiva (f.p. = 0.11)...13 Figura II.9 Comparación de la onda de salida de corriente entre un inversor de 81 niveles y un inversor convencional de dos niveles con modulación PWM (carga inductiva)...15 Figura III.1 Curvas de operación de un motor de inducción con control de velocidad por cambio en el número de polos Figura III.2 Curvas de operación de un motor de inducción cambiando el voltaje de alimentación Figura III.3 Puntos de operación para un motor de inducción con control de velocidad por frecuencia variable. El motor puede operar en cualquier punto de la zona achurada...20 vi

8 Figura III.4 Curva de Operación Típica de un motor de inducción Figura III.5 Puntos de Operación de un motor de inducción con control Escalar...24 Figura III.6 Esquema de un control Escalar en lazo abierto...25 Figura III.7 Esquema de un control Escalar en lazo cerrado por control de frecuencia de deslizamiento...25 Figura IV.1 Distribución de potencias para distintas frecuencias en un motor de inducción de 3,7 KW...28 Figura IV.2 Circuito de fuentes DC y resistencias en paralelo Figura IV.3 Resistencias instaladas para disipar la potencia cuando esta debía ser absorbida por las fuentes DC Figura IV.4 (a) Circuito Nuevas Fuentes DC. (b) Fuentes instaladas en el Inversor Figura IV.5 Configuración del Inversor Multinivel con un Motor de inducción de devanados separaros...32 Figura IV.6 Sistema de Control Implementado en lazo abierto Figura IV.7 Sistema de Control Implementado en lazo cerrado, con realimentación de velocidad Figura IV.8 Circuito equivalente del motor utilizado Figura IV.9 Velocidad del motor alimentado con un inversor ideal, utilizando el sistema de control propuesto...36 Figura IV.10 Diagrama de puertos I/O en la tarjeta de control del inversor Figura IV.11 Configuración de una fase del inversor Figura IV.12 Sinusoide Discretizada de la Tabla de Función...45 vii

9 Figura IV.13 Relación entre el intervalo de interrupción T1PR y la frecuencia de salida de la sinusoide...52 Figura IV.14 (a) Circuito para ajustes del voltaje del sensor de flujo. (b) Placa con los circuitos de ambos sensores Figura IV.15 (a) Circuito Encoder. (b) Imagen del Encoder instalado Figura V.1 Diagrama de conexiones del accionamiento...57 Figura V.2 Respuesta del sistema a un escalón de 450 [RPM]...59 Figura V.3 Respuesta del sistema a una perturbación de carga Figura VI.1 Diagrama de Flujo del Loop Principal, Interrupción Externa e Interrupción por Timer 1 del código implementado en el DSP externo Figura VI.2 Diagrama de Flujo de la Interrupción por Timer 2, del código implementado en el DSP externo Figura VI.3 Sinusoide Tabulada para distinta cantidad de puntos N viii

10 ÍNDICE DE TABLAS Tabla IV.1: Características de las fuentes utilizadas en los puentes auxiliares...31 Tabla IV.2 Tabla de Control...40 Tabla IV.3 Distribución de los datos en la Tabla de Función...44 Tabla IV.4 Valor de la variable MUX y su relación con la fase activa...48 Tabla VI.1 Tabla de Frecuencias para DSP...89 Tabla VI.2 Tabla de valores T1PR para DSP...93 Tabla VI.3 Tabla de Control...97 Tabla VI.4 Tabla de la Función Seno...98 Tabla VI.5 Tabla para calcular el PWM del DSP externo Tabla VI.6 Tiempo de Apagado de los Mosfets utilizados y del circuito de disparo ix

11 RESUMEN Actualmente casi todos los convertidores estáticos utilizados en la industria están basados en inversores de dos niveles con técnicas de modulación de ancho de pulso (PWM o Pulse Width Modulation). Este tipo de modulación no genera una onda de voltaje perfecta y por lo tanto se tienen problemas relacionados principalmente con las armónicas y la alta frecuencia de operación de las válvulas electrónicas que componen los puentes de estos convertidores. Los inversores multinivel, en tanto, son convertidores de última tecnología, los que pueden generar corrientes, e incluso voltajes, más sinusoidales y con mucho menor contenido armónico. Estos se pueden modular tanto en ancho de pulso, como en amplitud (por el gran número de escalones o niveles de tensión que pueden generar), lo que hace que los problemas generados por las armónicas puedan ser visiblemente atenuados. Además la frecuencia de conmutación de los semiconductores se reduce considerablemente y por lo tanto también sus pérdidas. Dentro del contexto de utilizar y probar el desempeño de los inversores multinivel, se diseñó e implementó un sistema de control de velocidad para un motor de inducción utilizando un inversor de 81 niveles construido anteriormente en el laboratorio. Este inversor cuenta con 3 puentes auxiliares y uno principal que sumados en serie entregan un voltaje total de 63 [V eff ac ] y una corriente de 5 [A], por fase. El sistema de control diseñado es un sistema de control escalar con un sensor para medir el flujo directamente y de esta manera compensar la caída de voltaje en la resistencia del estator a bajas frecuencias. Se lograron velocidades controlables entre 15 [RPM] y 900 [RPM] y tiempos de respuesta cercanos al segundo. En este trabajo se describe el sistema de control implementado y las pruebas realizadas con el inversor para analizar su funcionamiento a distintas frecuencias de operación. x

12 ABSTRACT Today almost every static converter is based on two-level topologies and PWM (Pulse Width Modulation). This modulation technique does not yield perfect voltages waveforms, and a series of problems is generated because of the high harmonic distortion and switching frequency on which the semiconductors must operate. Multilevel converters are state of the art technology inverters, which can generate currents and voltages waveforms closer to a sinusoidal shape and hence with less harmonic distortion. This kind of converters can be modulated with PWM techniques, but also with amplitude modulation techniques, witch make the problems generated by the harmonics almost disappear. Also, the switching frequency of the semiconductors is considerably reduced and, as a result, the switching losses become also reduced. In the context of using and testing multilevel converters applications, a speed control system was designed and developed to control a three phase induction motor using an 81 level converter previously implemented in the laboratory. This inverter has three auxiliary bridges and one main bridge, which connected in series, produce 63 [V eff ac ] and 5 [A] per phase. The control system designed is based on a V/F control, using a sensor to measure the stator flux directly from the motor, and hence compensating the voltage drop on the stator resistance at low frequencies. Controllable speeds between 15 [RPM] and 900 [RPM] were accomplished with a response time closer to the second. In the present work the design and construction of the control system is described, along with the tests made to the converter at different frequencies of operation. xi

13 I. INTRODUCCIÓN Los motores de inducción de jaula de ardilla son hoy en día uno de los tipos más usados en el sector industrial. Si bien el control de velocidad, torque o posición de estas máquinas, es más complejo que el de los motores de corriente continua, la electrónica de potencia ha ayudado a solucionar estos problemas y ha posicionado a este motor como el de menor precio y mayor robustez, además de su casi nulo mantenimiento. El control de velocidad de los motores de inducción se puede realizar de diversas maneras. Cambiando el número de polos, el voltaje, o la frecuencia de alimentación. El método que mayor aceptación ha tenido es una combinación de los dos últimos, debido al mayor rango de controlabilidad, tanto en torque como en velocidad. Para poder variar la frecuencia de alimentación se requiere de un inversor trifásico, el cual es un aparato capaz de transformar corriente continua en corriente alterna. Actualmente la mayoría de los inversores están basados principalmente en inversores de dos niveles con modulación por ancho de pulso, o PWM (Pulse- Width Modulation), la cual entrega solamente dos niveles de tensión y por lo tanto la frecuencia con que deben operar las válvulas del inversor es considerablemente alta. Daños y fallas en las máquinas han sido evidenciados en la industria debido a estas altas frecuencias de operación. Entre los principales problemas están las fallas en los rodamientos del motor, y pérdidas de la aislación en las bobinas de las máquinas, causadas por corrientes circulantes, desgaste dieléctrico, sobretensión y descargas corona [1, 2, 3, 4, 5]. Las corrientes circulantes son generadas por capacidades parásitas que se generan en las distintas capas de las bobinas del motor. Los bruscos cambios de voltaje (dv/dt) inducen corrientes y descargas corona en los enrrollados 1

14 del motor, lo que provoca el desgaste prematuro del aislamiento de las bobinas. Además de estos problemas, la alta frecuencia de operación de los semiconductores, produce mayores perdidas por conmutación, rizado en la corriente y gran cantidad de ruido que puede llegar a contaminar los sistemas de control, sobre todo los sensores que se encuentran cercanos al motor. Esto ha llevado a muchas investigaciones en el campo de la modulación PWM en busca de solucionar, o disminuir, los problemas antes mencionados utilizando mejores métodos de modulación [6, 7, 8, 9]. Los convertidores multinivel en cambio minimizan estos problemas. Su función principal es mejorar el perfil de la onda de voltaje alterna generada, utilizando tres o más niveles de voltaje continuo. Su funcionamiento es tal, que al aumentar el número de niveles, el voltaje de salida, que está formado por la suma de escalones de tensión, tiene mayor resolución porque aumenta el número de escalones, acercándose a una onda sinusoidal con mayor precisión. A mayor cantidad de escalones (o niveles) en la onda de salida, menor distorsión armónica. Estos convertidores pueden trabajar con técnicas convencionales de PWM, pero además pueden ser modulados en amplitud, lo que produce salidas mucho más limpias. Este método de operación permite obtener muy buenas ondas de voltaje y corriente, eliminando la mayoría de las armónicas. Mejor aún, cada puente del convertidor funciona a baja frecuencia de conmutación, lo cual da la posibilidad de poder trabajar con semiconductores de menor velocidad, generando menos pérdidas por conmutación y haciendo más eficiente el convertidor estático. 2

15 1.1. OBJETIVOS DE LA TESIS El objetivo de la Tesis consiste en analizar el comportamiento de un inversor multinivel cuando es utilizado en todo su rango de frecuencias como es en el control de motores ORIGEN DE LA TESIS Esta tesis presenta el término de un gran proyecto que nació como respuesta a la necesidad de realizar trabajos de investigación con aplicaciones prácticas, donde se pudieran obtener resultados reales del comportamiento de los Inversores Multinivel. Es parte de una serie de proyectos, que en conjunto pretendían construir un sistema rectificador-inversor que, conectado a la red, fuera capaz de controlar un motor de inducción trifásico. En este trabajo se implementó un sistema simple de control escalar del motor, considerando una serie de restricciones, dadas principalmente por las limitaciones de los inversores multinivel utilizados. Estos inversores fueron construidos en trabajos anteriores [10, 11] y son de baja potencia y bajos voltajes de operación. Esto impidió operar el motor en condiciones reales, aún con cargas débiles. Más aún, una de las limitaciones más importantes de estos convertidores era la falta de fuentes reversibles adecuadas para la correcta operación del motor COBERTURA DE LA TESIS El trabajo abarcó diversos temas referentes al diseño e implementación de un sistema de control de velocidad en un motor de inducción trifásico utilizando un inversor de 81 niveles. Entre estos se encuentran las simulaciones del sistema de control implementado, la programación del inversor, los sensores utilizados para la realimentación de diversas mediciones como flujo y velocidad, y las posteriores 3

16 pruebas finales para verificar el correcto funcionamiento del control utilizando en el inversor multinivel ORGANIZACIÓN DE LA TESIS En el presente capítulo se presenta una introducción del trabajo realizado, junto con una descripción de cómo se encuentra estructurada la tesis y que fue lo que motivó este trabajo. En un segundo capítulo se describen las principales características de los inversores multinivel, sus ventajas y desventajas, haciéndose una descripción más detallada del inversor multinivel con puentes H en cascada. En el tercer capítulo se resumen las características de los principales tipos de control de velocidad que existen para la máquina de inducción, analizándose en profundidad el control escalar, en el cual se basa el sistema implementado en este trabajo. En un cuarto capítulo se describen los principales componentes que se utilizaron para implementar el sistema de control. Se describe el inversor utilizado, sus limitantes de corriente y voltaje, y la forma en que se solucionaron los problemas de bidireccionalidad en las fuentes de alimentación del inversor. También se describe el algoritmo de control, sus diagramas de flujo asociados, las simulaciones realizadas y los sensores utilizados. En el quinto capítulo se presentan los resultados finales que se obtuvieron y el análisis de éstos. Finalmente en el sexto capítulo se presentan las conclusiones y se describen posibles trabajos futuros. 4

17 II. INVERSORES MULTINIVEL La función principal de los inversores es generar una corriente alterna a partir de una fuente de corriente continua. Los inversores multinivel son topologías que se basan en un arreglo de semiconductores y fuentes DC, para formar ese voltaje alterno [6]. Las conmutaciones de los semiconductores permiten el escalonamiento de las distintas fuentes de voltaje continuo, generando una onda de voltaje de varios niveles. Si bien son más complejos que los tradicionales inversores de dos niveles, algunas topologías permiten que los semiconductores trabajen con voltajes más reducidos y a una menor frecuencia de conmutación. La Figura II.1 muestra algunos diagramas esquemáticos de inversores multinivel con diferente número de niveles, en los cuales, la acción del semiconductor está representada por un interruptor ideal con distintas posiciones. Un inversor de dos niveles, como el mostrado en la Figura II.1 (a), genera una salida de voltaje con dos valores distintos, V C y cero, con respecto al terminal negativo de la fuente ( 0 ), mientras que un módulo de tres niveles genera tres voltajes distintos a la salida (2 V C, V C y Cero), y así sucesivamente. Las distintas posiciones del interruptor ideal se implementan en la práctica con una cantidad de semiconductores que está en directa relación con el número de niveles [10]. Generalizando, para este tipo de configuración, el número de niveles m de la onda de voltaje de salida de un inversor con n fuentes de voltaje queda determinado por la siguiente fórmula: m = n + 1 (2.1) 5

18 Mientras mayor es el número de niveles de un inversor, mayor será el número de componentes y más complicado resulta el control para éste, pero por otro lado, el voltaje de salida tendrá mayor cantidad de pasos, formando una sinusoide escalonada con menor distorsión armónica. V C (m-1) + V C (m-2) + V C + a V a V C (2) V C (1) + + a V a V C (1) a + V a (a) 0 (b) 0 (c) 0 Figura II.1 Inversor de (a) 2 niveles, (b) 3 niveles, (c) m niveles. Algunas características de los Inversores Multinivel son [13]: a) Pueden generar voltajes de salida con muy poca distorsión y bajo dv/dt. b) Las corrientes de entrada son de muy baja distorsión. c) Generan pequeños voltajes de modo común, protegiendo los motores. Más aún, utilizando sofisticados métodos de modulación, el voltaje de modo común puede ser eliminado. d) Pueden operar con baja frecuencia de conmutación, provocando menores perdidas. 6

19 Existen distintas soluciones para implementar topologías de inversores multinivel [10, 11, 14]. Entre algunas de ellas, aplicables a los esquemas de la Figura II.1, se encuentran el Inversor Acoplado por Condensadores (Capacitor-Clamped Inverter), Figura II.2, y el Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter), Figura II.3. Otra topología, basada en fuentes de voltaje flotantes aisladas galvánicamente, utiliza inversores de puentes H en cascada (Cascade H-Bridge Inverter). Esta última topología se detalla mejor a continuación. V dc 2 S 1 C 4 C 3 S 2 v an V dc 4 C 2 S 3 C 4 S 4 V dc n C 3 C 1 a V dc 2 S 1 ' S 1 C 1 C 4 C 2 S 2 ' S 2 V dc n C 1 ' S 1 a V dc 4 C 3 ' S 3 C 2 C 4 V dc 2 ' S 2 0 V dc 2 ' S 4 0 (a) (b) Figura II.2 Esquema Inversor Acoplado por Condensador. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles. 7

20 V dc 2 S 1 C 1 D 1 S 2 v an ' D 1 D 2 S 3 V dc 4 C 2 S 4 V dc n D 3 a V dc 2 S 1 ' S 1 V dc C 1 n D 1 ' D 1 S 2 ' S 1 a C 3 V dc 4 ' D 2 ' D 3 ' S 2 ' S 3 C 2 C 4 V dc 2 ' S 2 0 V dc 2 ' S 4 0 (a) (b) Figura II.3 Esquema de Inversor Acoplado por Diodo. (a) Tres niveles. (b) Cinco niveles CARACTERÍSTICAS DEL INVERSOR MULTINIVEL CON PUENTES H EN CASCADA. En esta Tesis se utiliza un inversor trifásico de 4 etapas y 81 niveles, del tipo puentes H en cascada, el que se muestra en la Figura II.4. Este inversor, como su denominación lo indica, consta de cuatro etapas o puentes H conectados en serie, con una fuente DC independiente para cada etapa. Los valores de cada una de estas fuentes podrían ser iguales, pero si se utilizan valores escalonados en potencia de tres, como en el inversor implementado, se maximiza la cantidad de niveles de salida del inversor y se minimizan las fuentes DC necesarias [10]. No obstante, esta solución maximizada implica que para generar ciertos niveles de tensión, en la salida alterna del inversor, se hace necesario que las fuentes DC de algunos puentes auxiliares estén absorbiendo potencia. Esta absorción de potencia requiere que las 8

21 fuentes DC de los puentes auxiliares sean bidireccionales, ya que bajo esta topología, de fuentes escalonadas, no existen combinaciones redundantes de semiconductores para generar el mismo nivel de tensión en la salida del inversor sin que los puentes auxiliares absorban potencia en algunos momentos. A este tipo de inversores con fuentes escalonadas se les llamará inversores multinivel asimétricos. En la Figura II.4 se puede observar la topología de este inversor. Se llamará Principal al puente que trabajaba con el voltaje más alto, mientras que al resto de los puentes H se les llamará Auxiliares. El Principal, además, es el que trabaja con la menor frecuencia de conmutación, mientras que el Auxiliar superior de la cadena presenta las características inversas, es decir, la mayor frecuencia de conmutación, pero el menor voltaje, lo que es una ventaja en este tipo de topologías. Figura II.4 Inversor Multinivel del tipo puente H, con cuatro puentes. 9

22 MODULACIÓN DE VOLTAJE Al escalar las fuentes de tensión del inversor en potencias de 3 se obtienen 81 niveles de tensión con sólo cuatro etapas, generando una forma de onda sinusoidal de manera muy precisa, como se puede observar en la Figura II.5. Figura II.5 Voltaje Modulado en amplitud, medio ciclo de la forma de onda. En la Figura II.5 se pueden observar diferentes niveles de tensión, los cuales se obtienen controlado los disparos de los semiconductores de potencia. De este modo, el inversor se comporta como un dispositivo de Modulación por Amplitud. Para el caso del 100% se utilizan todos los niveles que posee el inversor, el resto de los voltajes posee menor número de niveles, manteniendo la misma diferencia de tensión entre niveles. A menor número de niveles mayor la contaminación armónica, como se puede apreciar en la Figura II.6. 10

23 Figura II.6 Comparación de las ondas de salida de inversores con 3, 11, 31 y 81 niveles. La Figura II.7 muestra las frecuencias de conmutación resultantes en cada uno de los cuatro puentes de una fase del inversor, para una salida de tensión sinusoidal con 81 niveles o escalones y una frecuencia de 50 [Hz] (frecuenta nominal de alimentación del motor a controlar). Si las tensiones de la figura se suman, se obtendrá una forma de onda aproximadamente sinusoidal, con 40 escalones positivos, 40 negativos y un nivel de cero Volts. Se puede observar que la frecuencia de la etapa Principal es la más baja, coincidiendo con la frecuencia fundamental del voltaje de salida del inversor. En este caso, las válvulas se abren y cierran solo una vez por ciclo, por lo tanto, la frecuencia de conmutación del puente Principal es de 50 [Hz]. El Auxiliar más rápido opera a 54 veces la frecuencia fundamental, es decir, 2700 [Hz]. 11

24 Figura II.7 Frecuencias de Conmutación de los cuatro puentes H del inversor de 81 niveles DISTRIBUCIÓN DE POTENCIA. Debido al escalonamiento de las fuentes de tensión, los voltajes de estas fuentes decrecen rápidamente, y con ello la potencia que estos puentes entregan a la carga. De hecho, sólo el puente principal maneja el 80 % de la potencia transferida [11]. Los otros puentes no manejan más allá del 20% de la potencia del inversor. Este fenómeno se explica debido a que los puentes auxiliares modulan la tensión de forma tal que entregan y reciben potencia activa desde sus fuentes muchas veces en un 12

25 periodo, por lo que la potencia media que entregan es muy reducida comparada a la del puente principal, incluso negativa en ciertos puntos de operación, o bajo ciertos tipos de carga. Esto se puede apreciar en la Figura II.8, la que muestra la potencia total que entregan los distintos puentes para una carga puramente resistiva y otra inductiva (f.p. = 0,11). Figura II.8 Potencias entregadas por cada fuente DC del inversor. (a) Carga Resistiva. (b) Carga inductiva (f.p. = 0.11) Debido a este fenómeno esta topología de inversor requiere obligatoriamente de fuentes DC-DC bidireccionales en cada puente auxiliar, y es en este punto donde radica su principal desventaja al maximizar los niveles y eliminar la posibilidad de conexiones redundantes. Esto, ya que no existen combinaciones alternativas para conectar los semiconductores de forma de generar el mismo nivel de voltaje y en que los puentes auxiliares no estén absorbiendo potencia. 13

26 Como se puede observar de la Figura II.8 el puente Principal también absorbe potencia reactiva cuando la carga con que trabaja el inversor es inductiva. Esto implicaría instalar fuentes bidireccionales en los puentes principales. Sin embargo en la práctica esto no fue necesario ya que la potencia que debían absorber estas fuentes fue disipada en las resistencias instaladas en paralelo con las fuentes de los puentes auxiliares COMPARACIÓN CON INVERSORES DE DOS NIVELES El inversor multinivel, posee ciertas ventajas frente al inversor de dos niveles. Las corrientes generadas por los inversores multinivel son bastante más puras que las de los inversores de dos niveles y presentan menores componentes armónicos. En la Figura II.9 se muestra una simulación con las corrientes en una carga inductiva para los dos tipos de inversor, donde se puede apreciar que la corriente del inversor de dos niveles posee rizado, y la del inversor multinivel es prácticamente sinusoidal. Los inversores de dos niveles modulan el voltaje por ancho de pulso, lo que hace que el voltaje de salida no sea perfectamente sinusoidal y se mueva bruscamente, generando grandes dv/dt. Esto puede causar problemas en las aislaciones, y en el caso de los motores, producir daños a los rodamientos. Por el contrario, como los inversores multinivel generan la tensión modulando la amplitud del voltaje de salida, éste varía desde cero al valor máximo de la sinusoide de forma suave y escalonada, por lo que no se presentan los problemas que se mencionaban para el inversor de dos niveles. 14

27 Figura II.9 Comparación de la onda de salida de corriente entre un inversor de 81 niveles y un inversor convencional de dos niveles con modulación PWM (carga inductiva). 15

28 III. CONTROL DE MOTORES DE INDUCCIÓN Las máquinas de inducción trifásicas o asincrónicas, y en particular los motores con rotor tipo jaula de ardilla, son en la actualidad las máquinas eléctricas con mayor aplicación industrial. La operación típica de estas máquinas es como motor, en cuyo caso el funcionamiento básico consiste en alimentar el devanado del estator desde una fuente trifásica para producir un campo magnético rotatorio, el que induce corrientes en las barras del rotor, produciéndose así un torque motriz en el eje de la máquina. El motor de inducción es esencialmente de velocidad constante, cercana a la velocidad síncrona, sin embargo en muchas aplicaciones es necesario operar con diferentes velocidades o poder variar éstas continuamente. Para entender mejor los métodos de control de velocidad en el motor de inducción es bueno recordar las ecuaciones que rigen el torque y la velocidad de esta máquina. T 2 Rr Ve = 3 (3.1) s ω R s r ( Re + ) + Leq ωs s ω m = ( 1 s) ω s (3.2) ωred ω s = p / 2 (3.3) donde R r es la resistencia rotórica, R e la resistencia del estator, L eq la inductancia equivalente del rotor y estator vista desde los terminales del estator, s el deslizamiento, p el número de polos, ω red la frecuencia angular de alimentación, ω s la velocidad sincrónica y ω m la velocidad mecánica del motor. 16

29 los siguientes métodos: Para variar la velocidad del motor de inducción pueden utilizarse uno de Cambio del número de polos Variación del voltaje de alimentación Variación de la frecuencia de alimentación Al cambiar el número de polos de un motor de inducción se esta cambiando la velocidad síncrona del campo rotatorio (ecuación 3.3), por lo cual se varía la velocidad de operación de la máquina. Este método no es muy utilizado ya que sólo permite velocidades discretas (el número de polos es una cantidad entera), además para más de 3 combinaciones de número de polos la cantidad de conexiones en el estator se vuelve sumamente compleja, por lo que este método entrega 2 o 3 tipos de velocidades solamente. En la Figura III.1 se aprecia como cambia la curva Torque-velocidad de un motor de inducción para distintos números de pares de polos. 17

30 Figura III.1 Curvas de operación de un motor de inducción con control de velocidad por cambio en el número de polos. Como se puede ver de la ecuación (3.1) el torque interno desarrollado por la máquina es proporcional al cuadrado del voltaje aplicado, y según este voltaje variará el punto de operación del sistema. Controlando la magnitud del voltaje de alimentación solo se puede controlar la velocidad de la máquina en un pequeño rango de velocidades, en torno a la velocidad nominal. Se puede apreciar como cambia la curva Torque - velocidad utilizando este método de control en la Figura III.2. 18

31 Figura III.2 Curvas de operación de un motor de inducción cambiando el voltaje de alimentación. Si se varía la frecuencia de alimentación de una máquina de inducción, según la ecuación (3.2) y (3.3), se puede variar la velocidad síncrona de la máquina y a través de ésta, la velocidad mecánica del motor. Este método de control se basa en aplicar una determinada frecuencia de alimentación a la máquina, para lograr una velocidad mecánica cercana a la deseada. Como normalmente los motores de inducción utilizados son de bajo deslizamiento, existe una buena relación entre velocidad y frecuencia aplicada. Hoy en día este es el método más utilizado, ya que combinado con un adecuado control del voltaje, permite un amplio rango de operación (ver Figura III.3). En función de su efectividad dinámica se destacan tres tipos de control de velocidad por frecuencia variable: el control escalar o Voltz-Hertz, el control Vectorial o de Flujo Orientado, y el DTC (Direct Torque Control) o Control Directo del Torque. 19

32 El control escalar es un método simple, que solo requiere controlar las magnitudes del voltaje y la frecuencia aplicadas al estator. Se controlan estas dos variables de manera de mantener el flujo en el entrehierro constante y así un torque constante en todo el rango de velocidades. Generalmente este método de control es utilizado en control abierto, siendo así de muy fácil implementación y de bajo costo. Además utilizando este método no se requiere conocer información detallada del motor a controlar. Una desventaja del control escalar es que el torque no es controlado directamente por lo tanto depende de la carga que se va a mover. Además la respuesta dinámica del sistema no es tan buena como en el control vectorial o en el DTC. Figura III.3 Puntos de operación para un motor de inducción con control de velocidad por frecuencia variable. El motor puede operar en cualquier punto de la zona achurada. El control por campo orientado, o control vectorial, es en la actualidad uno de los métodos que entrega la mejor respuesta dinámica en una máquina de corriente alterna. Este método requiere medir, o estimar, la magnitud y posición del 20

33 flujo magnético, de manera de controlar las variables de voltaje y frecuencia para posicionar el flujo en cuadratura con la corriente de armadura y mantenerlo en un valor constante. Esta medición del flujo se puede realizar, directamente, o utilizando transformaciones matemáticas y midiendo las corrientes del estator. Además se debe conocer con precisión la posición del rotor y los parámetros de la máquina. Estas mediciones hacen de este método uno mucho más complejo que el por control escalar, y por lo tanto no se justifica a menos que se requiera una respuesta dinámica muy rápida. En el método de control directo del torque (DTC) [14] se utilizan comparadores de histéresis para controlar directamente el flujo y el torque de la máquina. Se obtiene de esta manera una rápida respuesta de torque, siempre que se tomen las muestras del flujo a una muy alta frecuencia para mantenerse dentro de las bandas de histéresis. En esta tesis, cuyo objetivo era probar la operación de un inversor multietapa de 81 niveles, se implementó un sistema de control de velocidad del tipo escalar con algunas variaciones, el que se explica en más detalle en el capitulo siguiente CONTROL ESCALAR O VOLTS HERTZ En una máquina de inducción, alimentada desde una fuente trifásica sinusoidal se induce un flujo magnético que gira a velocidad síncrona. Este flujo induce en el estator una tensión que tiene la siguiente expresión: E =.44 f N φ (3.4) e 4 s e Donde E e es el voltaje inducido en el estator, f s la frecuencia de las corrientes en el estator, N e el número de vueltas de los enrollados y el flujo total en el entrehierro. 21

34 22 Si se desprecia la caída de tensión en las bobinas del estator entonces se tiene que el voltaje inducido debe ser igual al voltaje aplicado, y por lo tanto se desprende que: s e e s e f V K N f V 4.44 = = φ (3.5) Luego si se desea mantener el flujo constante se debe mantener la relación V/f constante. La ecuación de torque (3.1) se puede rescribir de la siguiente manera si se desprecia la resistencia del estator Re y el deslizamiento s es pequeño. r s e eq s r r r s e eq s r e s r K V L s R R V L s R V R s T ω ω ω ω ω ω ω = + = + = ) ( ) ( 3 3 (3.6) Como se puede observar de la ecuación (3.6), si se mantiene el flujo constante (V/f = cte), entonces, para deslizamientos pequeños, el torque es proporcional a la frecuencia rotórica (ω r ), que es generalmente la zona donde se opera el motor de inducción. Ver Figura III.4.

35 Figura III.4 Curva de Operación Típica de un motor de inducción. Luego controlando ω r se puede controlar la posición de esta recta, o la velocidad del motor. La frecuencia de las corrientes en el rotor (ω r ) esta relacionada con ω s a través del deslizamiento por: ω r = s ω s (3.7) Entonces se puede controlar la velocidad del motor controlando la frecuencia ω r, o ω s, y manteniendo el deslizamiento en un valor pequeño. Los distintos puntos de operación en que puede operar la máquina utilizando este método se pueden apreciar en la Figura III.5. 23

36 Figura III.5 Puntos de Operación de un motor de inducción con control Escalar. En la Figura III.6 se muestra el esquema básico de un sistema de control escalar en lazo abierto. En la práctica este sistema de control generalmente se implementa utilizando una curva V/f, la cual entrega la relación necesaria entre el voltaje y la frecuencia de entrada para mantener el flujo constante. Esta curva posee una compensación de voltaje para bajas frecuencias debido a que la caída de tensión, en la resistencia de los devanados del estator, ya no es despreciable frente a la caída en la inductancia de estos devanados. A esta compensación se le denomina compensación I R y es necesaria para mantener el flujo constante en bajas velocidades. Si se desea un sistema de control de velocidad más preciso se debe realimentar la velocidad. En la Figura III.7 se muestra un sistema de control de velocidad realimentado, y controlado por frecuencia de deslizamiento. Donde la señal 24

37 de velocidad del motor es restada de una referencia produciéndose así un error proporcional a la frecuencia de deslizamiento de la máquina. El controlador PI procesa este error intentando anularlo, es decir intenta hacer el deslizamiento igual a cero aumentando la frecuencia de operación de la máquina. Claro esta que el deslizamiento de la máquina nunca llega a cero, pero el error entre la referencia y la velocidad del motor si. Figura III.6 Esquema de un control Escalar en lazo abierto. Figura III.7 Esquema de un control Escalar en lazo cerrado por control de frecuencia de deslizamiento. El sistema implementado en este trabajo se basa en el sistema de control escalar hasta aquí descrito, pero en lugar de hacer uso de una curva V/f, se decidió medir el flujo en el entrehierro directamente, y controlar el voltaje y la frecuencia de manera de mantener este flujo constante y cercano a su valor nominal. 25

38 Se decidió implementar este sistema debido a que presentaba un control más exacto a bajas velocidades, ya que no era necesaria una compensación I R, o esta se realizaba automáticamente. El problema de esta variación al sistema de control escalar clásico radica en que se debe intervenir la máquina para instalar el sensor de flujo. En el siguiente capítulo se explica este sistema de control en profundidad. 26

39 IV. SISTEMA DE CONTROL IMPLEMENTADO En este capítulo se describe el sistema de control implementado, así como las características de los componentes más importantes que se utilizaron, como son el inversor, el motor y los sensores involucrados CARACTERÍSTICAS DEL INVERSOR UTILIZADO. El inversor con el cual se realizaron las pruebas es un inversor construido en el laboratorio [11], el cual presenta la topología multinivel en cascada de cuatro puentes H y 81 niveles. Las fuentes DC de estos puentes están escalonadas en potencias de 3, siendo la más pequeña de 2.33 [V dc ], por lo que las otras fuentes quedan con voltajes de 7 [V dc ], 21 [V dc ] y 63 [V dc ]. Así el inversor puede entregar un voltaje máximo de [V]. Como se mencionó en el capítulo anterior, la potencia en los puentes auxiliares fluye bidireccionalemente, por lo que se requieren fuentes DC-DC bidireccionales para alimentar estas etapas del inversor. Además las fuentes en cada uno de los cuatro puentes H deben ser flotantes, es decir, sin referencia común, pues lo que se esta haciendo con el inversor es sumar o restar voltajes para ir generando una onda alterna escalonada. Luego se requieren fuentes DC-DC bidireccionales y aisladas galvánicamente entre si. En la Figura IV.1 se pueden apreciar las potencias en cada uno de los puentes para distintas frecuencias de operación de un motor de inducción. Como se puede observar, y tal como se hizo ver anteriormente, existen circunstancias en que las fuentes DC deben ser capaces de absorber potencia en lugar de entregarla. Es por esto que para un correcto funcionamiento del control del motor y del inversor las fuentes DC-DC bidireccionales para los puentes auxiliares son un requerimiento ineludible. Además, y en caso que el motor opere en el modo de frenado 27

40 regenerativo, el puente principal también requerirá de una fuente de alimentación bidireccional. Potencia [W] Total Principal Auxiliar 1 Auxiliar 2 Auxiliar Frecuencia [Hz] Figura IV.1 Distribución de potencias para distintas frecuencias en un motor de inducción de 3,7 KW. Una solución para evitar la utilización de fuentes DC-DC bidireccionales, es utilizar una combinación de las técnicas de modulación PWM y AM. De esta forma, si alguno de los puentes auxiliares debe entregar tensión negativa debido a un valor particular de amplitud, simplemente se inhibe. Al mismo tiempo se aplica modulación PWM al puente inmediatamente superior para ajustar el voltaje. Si se adopta este esquema de modulación, las fuentes bidireccionales no son necesarias, y se pueden reemplazar estas por fuentes unidireccionales, las que son de menor costo, y más fáciles de encontrar. Claramente se requiere de un algoritmo de control mucho más elaborado y de sensores de corriente para poder determinar en que cuadrante de operación se encuentra operando cada puente del inversor. 28

41 El inversor utilizado en el laboratorio no contaba con fuentes bidireccionales al momento de iniciarse esta tesis, siendo trabajo de otra memoria la construcción e implementación de las mismas. Por esta razón se decidió implementar resistencias en paralelo con las fuentes para poder disipar la energía de retorno. En la Figura IV.2 y Figura IV.3 se pueden observar las resistencias instaladas. Figura IV.2 Circuito de fuentes DC y resistencias en paralelo. 29

42 Figura IV.3 Resistencias instaladas para disipar la potencia cuando esta debía ser absorbida por las fuentes DC. Este cambio en la construcción del inversor no fue menor, ya que ahora las fuentes DC estaban constantemente entregando una cantidad de corriente que consumían las resistencias. Por ejemplo si se deseaba que cada fuente DC fuese capaz de entregar y absorber un máximo de 2.5 [A], entonces esta fuente debería ser capaz de entregar 5[A], ya que siempre se estarían disipando 2.5 [A] en las resistencias. Por esta razón, y ya que las fuentes de los puentes auxiliares de menor voltaje, que se encontraban instaladas en el inversor, no entregaban más allá de 1.5 [A], se debieron instalar nuevas fuentes DC para estos puentes. Quedando así el inversor compuesto por etapas con las características mostradas en la Tabla IV.1, y limitado a entregar una corriente máxima de 2.5 [A]. Las características de las 30

43 fuentes DC se pueden ver en el anexo F y G. En la Figura IV.4 se puede ver el circuito de las nuevas fuentes DC y el lugar donde se instalaron en el inversor. Tabla IV.1: Características de las fuentes utilizadas en los puentes auxiliares. Etapa Regulador Voltaje [V dc ] Corriente Máxima [A] Resistencia en paralelo [] Auxiliar 3 TPS Auxiliar 2 LM Auxiliar 1 LM (a) (b) Figura IV.4 (a) Circuito Nuevas Fuentes DC. (b) Fuentes instaladas en el Inversor. 31

44 En teoría las fuentes DC que alimentan al puente Principal de cada fase también deben ser aisladas entre sí, pero para poder realizar esto se requerirían tres fuentes de 63 [V dc ] independientes, de las cuales no se disponía. Por esta razón se alimentó el puente Principal de las 3 fases con una fuente común, y para las pruebas se utilizó un motor de inducción de devanados separados. De esta manera no había problema en usar una fuente DC común en el puente Principal de las tres fases. Esta configuración se muestra en la Figura IV.5 Figura IV.5 Configuración del Inversor Multinivel con un Motor de inducción de devanados separaros SISTEMA DE CONTROL. Como se mencionó en el capitulo anterior, el sistema de control que se implementó en este trabajo es un control escalar típico en el cual, en lugar de hacer uso de una curva V/f para determinar el flujo en el entrehierro, se utiliza un sensor para medir éste directamente. 32

45 En la Figura IV.6 se puede observar el sistema de control implementado en lazo abierto. Mediante una espira de cobre insertada en las ranuras del estator se mide una señal proporcional al flujo en el entrehierro. Esta señal de flujo es comparada con un valor de referencia (valor de flujo nominal u otro) y el error entre ambas señales es procesado por un controlador PI, para mantener el flujo lo más cercano posible a su valor nominal o de referencia. Figura IV.6 Sistema de Control Implementado en lazo abierto. Como se observa en la Figura IV.6 la salida del controlador es una señal de voltaje que se utiliza como referencia para controlar el inversor. Este voltaje esta limitado a 93 [V fn pic], que es el máximo voltaje que puede entregar el inversor. La señal de frecuencia para el inversor es obtenida de la referencia de velocidad que ingresa el usuario. De esta manera no es necesaria una compensación I R o una curva V/f, ya que automáticamente el controlador PI ajusta el voltaje para mantener, a una frecuencia dada, el flujo lo más cercano a su valor nominal u otro valor escogido para la operación. 33

46 Para controlar la velocidad de la máquina se utiliza un tacómetro y un sistema de control por frecuencia de deslizamiento, como el que se puede apreciar en la Figura IV.7. Aquí se resta la velocidad de referencia con la velocidad real del motor, obteniéndose así la frecuencia de deslizamiento, luego esta frecuencia es controlada por un PI, de manera que se mantenga entre los valores de 5 [Hz] y -2 [Hz]. Finalmente la salida del PI es sumada a la velocidad de la maquina para obtener así la señal de control de frecuencia para el inversor. Los valores de saturación del controlador PI se obtuvieron de forma que la saturación positiva correspondiera al valor de la frecuencia del deslizamiento que tiene la máquina cuando está entregando el torque máximo. La saturación negativa se configuró de forma que el motor no pudiera regenerar más de 2,5 [A], para proteger al inversor. Figura IV.7 Sistema de Control Implementado en lazo cerrado, con realimentación de velocidad. 34

47 En el lazo de control de velocidad se limitó esta a 30 [Hz] o 900 [RPM], principalmente debido a que la potencia nominal del motor era mucho mayor que la potencia máxima del inversor. Esto implicaba que para un flujo de referencia nominal y una velocidad correspondiente a 50 [Hz], el motor debía estar alimentado con 220 [V rms ]. Lo que significaba un voltaje mayor de lo que el inversor podía entregar, por lo que se redujo la velocidad a un valor para el cual el motor trabaja con un flujo alto, menor que el nominal, pero suficiente para poder aplicarle una carga que exija al motor un consumo de 2 [A]. A continuación se presenta una simulación de este sistema de control para un motor de inducción de 3.7 [KW], como el que se utilizó en el laboratorio. Su circuito equivalente se muestra en la Figura IV.8. Como se puede observar en la Figura IV.9 el sistema de control funciona correctamente y el motor alcanza la velocidad de referencia en menos de 0.3 [seg]. Se debe tener en cuenta que el inversor utilizado en la simulación es ideal y no posee las limitaciones de voltaje y corriente que se tienen en la realidad con el inversor construido en el laboratorio. Figura IV.8 Circuito equivalente del motor utilizado. 35

48 Figura IV.9 Velocidad del motor alimentado con un inversor ideal, utilizando el sistema de control propuesto. Para implementar éste sistema se programó un Procesador Digital de Señales (DSP), el que fue montado en una tarjeta de control construida en trabajos anteriores para manipular las salidas del inversor [12]. El algoritmo de control se explica en el siguiente capítulo SOFTWARE Y ALGORITMO DE CONTROL. Para implementar el sistema antes descrito, se utilizó una caja de control que entrega las señales digitales necesarias para activar las tarjetas de disparó en cada una de las fases del inversor, de acuerdo al algoritmo grabado en el procesador de la caja. El procesador consistía en un DSP Texas Instrument TMS320F241, cuya hoja de datos y características se puede observar en el anexo E. Este DSP presenta características adecuadas para el control de motores, aunque si se desea realizar un control más sofisticado, se debería utilizar un DSP de mayor capacidad de 36

49 procesamiento, de forma de alcanzar mayores velocidades con el motor a controlar. Además se debería ajustar la caja de control para poder habilitar conversores análogos - digitales que no fueron habilitados CARACTERÍSTICAS DEL DSP EMPLEADO Y DE LA CAJA DE CONTROL. El procesador funciona a una frecuencia de 20 [MHz], disponiendo de 4 puertos digitales, los que totalizan 26 canales I/O. De estos se utilizarán 16 para el bus de datos principal que controla el encendido y apagado de los Mosfets, 2 para el control del demultiplexor de fase, que elije a que fase van los datos del bus principal. Tres para las señales de iluminación en el panel de control, 1 para la habilitación de las salidas y 2 para la comunicación serial, los que totalizan 25 canales. Posee además 8 canales para la conversión análogo-digital, de los cuales se utilizarán 3 de ellos, ya que no se tiene acceso al resto de los canales desde el exterior de la caja de control. Un canal se utiliza para la referencia de la señal de frecuencia, otro para la realimentación de velocidad y otro para la realimentación de la señal del flujo. Los registros de variables son de 16 bits y el acumulador sobre el que se trabaja es de 32 bits, posee además una serie de instrucciones ya definidas que son de gran ayuda al momento de trabajar en Assembler. Se escogió este lenguaje de programación ya que no se contaba con compiladores de C en el laboratorio y además de esta manera se tenía un mejor control sobre lo que estaba sucediendo en cada paso del programa, optimizándolo para que trabaje lo más rápido posible. Posee también dos relojes internos independientes, Timer 1 y Timer 2, los que pueden ser utilizados para generar señales de modulación por ancho de pulso 37