SISTEMA FOTOVOLTAICO CONECTADO A LA LÍNEA, CON CONTROL PROGRAMADO DEL SUMINISTRO DE ENERGÍA (T.I.MIE-1203) ARNOLD WIESNER HERNANDEZ

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1 SISTEMA FOTOVOLTAICO CONECTADO A LA LÍNEA, CON CONTROL PROGRAMADO DEL SUMINISTRO DE ENERGÍA (T.I.MIE-1203) ARNOLD WIESNER HERNANDEZ DIRIGIDO POR: ING. RAFAEL FERNANDO DÍEZ M. ING. GABRIEL PERILLA GALINDO PONTIFICIA UNIVERSIDAD JAVERIANA FACULTAD DE INGENIERIA MAESTRIA INGENIERIA ELECTRONICA BOGOTA D.C. MAYO 2013

2 Tabla de contenido I. INTRODUCCIÓN...1 II. ESPECIFICACIONES...2 III. OBJETIVOS ESPECÍFICOS...4 IV. DISEÑO E IMPLEMENTACION...5 A. Convertidor Buck...5 B. Convertidor DC-DC Bidireccional...6 C. Inversor de puente completo...9 V. SIMULACIÓN A. Convertidor Buck B. Convertidor DC-DC C. Inversor D. Interconexion convertidores Buck y DC-DC elevador E. Sistema Completo VI. ANÁLISIS DE RESULTADOS A. Convertidor Buck: B. Convertidor DC-DC ) Modo Boost ) Modo Buck C. Inversor en puente H D. Convertidor Buck conectado con el convertidor DC-DC E. Pruebas del sistema completo interconectado VII. CONCLUSIONES VIII. Bibliografía IX. ANEXOS A. Anexo I: Cálculos para el diseño del convertidor Buck ) Diseño de la Bobina Para hallar el numero mínimo de vuletas se utiliza la siguiente ecuacion [10]: ) Dimensionamiento de interruptor ) Dimensionamiento Diodos ) Drivers y sensores ) Algoritmo de MPPT: B. Anexo 2: Cálculos para el diseño del convertidor Bidireccion DC-DC ) Diseño de la Bobina ) Dimensionamiento del tranformador ) Dimensionamientode los interruptores ) Dimensionamiento de los Condensadores ) Drivers y sensores C. Anexo3: Cálculos para el diseño del Inversor en puente H... 48

3 1) Diseño del filtro LC ) Diseño inductancia: ) Dimensionamiento Condensador ) Dimensionamiento de los interruptores ) Drivers y sensores D. Control del sistema E. Circuitos impresos de los tres módulos ) Convertidor Buck ) Convertidor DC-DC bidireccional: ) Inversor en puente H... 57

4 TABLA DE ILUSTRACIONES Fig. 1: Diagrama de Bloques del sistema de Generación de energía fotovoltaica. 2 Fig. 2: Convertidor Buck con MPPT. 5 Fig. 3: Convertidor DC-DC Bidireccional. 6 Fig 4: Modelo reflejado al primario convertidor DC-DC. Tomado de [6] 6 Fig 5: Boost y medio puente en serie. 7 Fig. 6: Formas de onda de corriente y voltaje ideales del transformador. Tomado de [6] 8 Fig 7: Conmutación Suave. 8 Fig. 8: Inversor puente H. 9 Fig. 9: Circuito de simulación Convertidor Buck en PSIM. 11 Fig. 10: Caracterización del panel en PSIM. 11 Fig. 11: Implementación del algoritmo de P&O por Psim [8]. 12 Fig. 12: Potencia, voltaje y corriente del módulo solar. 12 Fig. 13: Oscilación en la potencia entregada. 13 Fig. 14: Circuito de simulación Convertidor DC-DC en PSIM. 13 Fig. 15: Voltajes de los condensadores de primario y secundario. 14 Fig. 16: Voltajes de los interruptores de primario y secundario. 14 Fig. 17: Voltajes de primario y secundario del transformador. 15 Fig. 18: Voltajes de primario, secundario y corriente sobre el primario. 15 Fig. 19: Corrientes de primario y secundario. 16 Fig. 20: Corriente de salida convertidor DC-DC. 16 Fig. 21: Voltaje de salida convertidor DC-DC. 16 Fig. 22: Circuito de simulación de inversor en PSIM. 17 Fig. 23: Corriente de entrada del inversor. 17 Fig. 24: corriente de entrada del inversor y voltaje de la línea. 18 Fig. 25. Voltaje, corriente de salida inversor y carga de la bateria. 18 Fig. 26: Voltaje sobre los interruptores del inversor. 19 Fig. 27: Circuito de simulación de los convertidores Buck y DC-DC unidos en PSIM. 19 Fig. 28: Voltaje y corriente sobre la batería. 20 Fig. 29: Corrientes sobre la batería, convertidor Buck y DC-DC. 20 Fig. 30: Bidireccionalidad del convertidor DC-DC. 21 Fig. 31: Circuito de simulación del sistema completo. 21 Fig. 32: Funcionamiento sistema completo. 22 Fig 33: Paso entre carga y descarga con el módulo apagado. 23 Fig 34: Encendido del módulo solar, descarga de la batería 24 Fig. 35: Implementación convertidor Buck. 25 Fig. 36: Gráfica obtenida experimentalmente a 40 W. 26 Fig. 37: Gráfica obtenida experimentalmente a 100 W. 26 Fig. 38: Gráfica obtenida experimentalmente a 197 W. 26 Fig. 39: Gráfica experimental de corriente, voltaje y potencia. 27 Fig. 40: Implementación convertidor bidireccional. 27 Fig 41: Convertidor DC-DC modo Boost en conmutación forzada. 28 Fig 42: Convertidor DC-DC modo Boost en conmutación suave. 29 Fig. 43: Convertidor DC-DC modo Buck en conmutación forzada. 30 Fig. 44: Convertidor DC-DC modo Buck en conmutación suave. 30 Fig. 45: Implementación del Inversor. 31 Fig. 46: Señales de salida del inversor. 31 Fig. 47: Convertidor Buck y DC-DC. 32 Fig. 48: Señales sistema completo. 33 Fig. 49: Gráfico de B-H para el material 3F3. 37 Fig. 50: Corriente instantánea, promedio sobre el corriente MOSFET y voltaje drain to source. 38 Fig. 51: Corriente instantánea y promedio sobre el diodo D1. 39

5 Fig. 52: Configuración del driver IR Fig. 53: Sensor de corriente. 41 Fig. 54: Sensor de voltaje. 41 Fig. 55: Algoritmo P&O [12]. 42 Fig. 56: Configuración del driver L Fig. 57: Sensor de corriente Convertidor DC-DC. 47 Fig. 58: Sensor de voltaje convertidor DC-DC. 48 Fig. 59: Configuración driver L6390 para Inversor. 51 Fig. 60: Sensor de corriente del Inversor. 52 Fig. 61: Sensores de voltaje del inversor. 52 Fig. 62: Circuito impreso Convertidor Buck. 57 Fig. 63: Circuito impreso convertidor bidireccional. 57 Fig. 64: Circuito impreso del inversor. 58

6 I. INTRODUCCIÓN El consumo de energía eléctrica de un usuario no es constante durante el día, puede presentar diferentes picos y valles dependiendo del sector donde se encuentre el usuario. Además de esto, también puede variar el consumo por diferentes factores como la época del año o el clima, de ahí que las empresas encargadas del suministro de energía eléctrica deben siempre asegurar que cuentan con la suficiente energía para abastecer a todo el público, así como varía el consumo de los usuarios, la capacidad de generación de las empresas proveedoras de energía también cambia, debido a factores como clima, disponibilidad de combustible, nivel de agua de los embalses, etc. Por este motivo las empresas deben trasportar energía eléctrica desde lugares más lejanos, lo que ocasiona pérdidas en el transporte de esta y un mayor valor de la energía, por lo tanto el precio de la energía es variable dependiendo la distancia, disponibilidad y otros factores. Debido a estos factores es conveniente que los usuarios puedan tener un sistema de generación y almacenamiento local de energía, de tal manera que puedan reducir o eliminar los picos presentes en el consumo vistos desde el distribuidor. Como solución a este problema en este proyecto se plantea el diseño, simulación e implementación de un sistema que pueda entregar (horas pico) o recibir (horas valle) energía de la línea. Adicionalmente, teniendo en cuenta que el uso de sistemas fotovoltaicos para generación de electricidad es una práctica cada vez más común en el ámbito mundial y que durante los últimos 30 años el desarrollo tecnológico en este campo ha permitido una reducción de 95 % en el costo de los módulos fotovoltaicos comerciales, a la par de un incremento cercano al 200% en su eficiencia. [1], se plantea incluir generación local de energía utilizando esta fuente renovable, con el fin de suplir las necesidades mencionadas anteriormente. El sistema completo tomará energía de un módulo solar y mediante un convertidor cargará la batería obteniendo la máxima potencia posible. El sistema será capaz de suministrar energía a la línea de dos fuentes: la batería, o en el caso de que la batería esté cargada, directamente del módulo solar; además se podrá recibir energía de la línea si el módulo solar no es capaz de generar la energía suficiente para cargar la batería, para esto se necesitará la implementación de un convertidor bidireccional aislado elevador y un inversor. Este sistema supondrá un ahorro para las empresas de generación, transporte y distribución de energía que podrían dimensionar sus equipos más pequeños y por lo tanto ver este ahorro reflejado en el costo de la energía eléctrica facturada al usuario. Por otro lado, se tendría una red de suministro eléctrico más sólida porque estaría compuesta de pequeños generadores, que la harían más tolerante a fallas. 1

7 II. ESPECIFICACIONES En el proyecto se pretende diseñar e implementar un sistema de generación de energía fotovoltaica con batería y conectado a la línea, con mínimo un módulo solar de aproximadamente 200 W pico. Este sistema tomará energía de un panel solar, cargará la batería y suministrará energía a la línea en dos formas: 1. Cuando la batería esté cargada y el módulo solar siga generando energía 2. Cuando se haya programado en el control del sistema: en ese momento el sistema tomará energía de la batería y/o del módulo solar. Esta programación indicará durante cuánto tiempo debe suministrar energía a la línea y en qué forma debe suministrarla Podemos dividir nuestro sistema en cuatro grandes módulos, como podemos ver en la Fig. 1: el primer módulo será el cargador de batería, el segundo será el módulo del convertidor DC-DC elevador, el tercero será el módulo inversor y el cuarto será el módulo del control. V outinv I BAT V BAT V ModSolar I outinv V ininv I ModSolar PWM PWM PWM Fig. 1: Diagrama de Bloques del sistema de Generación de energía fotovoltaica. El primer módulo será el encargado de obtener la energía del panel solar, para poder cargar la batería o si esta se encuentra cargada, de suministrar la energía proveniente del panel, directamente al siguiente módulo. Se implementará inicialmente un convertidor que nos permita obtener el MPPT de la fuente fotovoltaica, además sus valores de voltaje y corriente permitan cargar la batería de manera adecuada, para evitar daños. El segundo módulo podrá tomar energía de la batería o del módulo anterior; éste se encargará de subir el voltaje, para poder entregarlo al inversor en el nivel adecuado. En este módulo se implementará un convertidor bidireccional que permita el flujo de energía entre la batería y la línea en ambos sentidos, además este tendrá aislamiento galvánico, que permita separar de la línea de la fuente de generación de energía fotovoltaica y de su almacenamiento de energía. El tercer módulo será el inversor, que tomará una señal DC para convertirla en una señal AC de 120 Vrms; además tendrá la capacidad de tomar potencia de la línea, cuando se desee almacenar energía en la batería y el panel solar no tenga la capacidad de entregarla. Debido a esto, este convertidor también debe ser bidireccional. El cuarto módulo se encargará de manejar los tres módulos anteriores, este tendrá que utilizar un algoritmo de MPPT(Maximum Power Point Tracking), sobre el primer módulo, para así poder obtener la mayor cantidad de potencia instantánea del panel solar, además el control tendrá que decirle al sistema en qué momento debe dejar de suministrar energía a la batería y entregarle a la línea, o en qué momento el sistema debe tomar energía de la línea, durante cuánto tiempo, en que forma el sistema tomará energía de la batería para 2

8 entregársela a la línea, también se debe regular el voltaje y la corriente para cargar la batería de manera correcta y no dañarla. 3

9 III. OBJETIVOS ESPECÍFICOS Estudiar las topologías de los convertidores que permitan el flujo de energía bidireccional entre la línea y la batería. Diseñar los convertidores que permitan suministrar energía a la línea y cargar un arreglo de baterías. Diseñar e implementar el control mediante un DSP, que permita programar la carga de la batería, la cantidad de energía entregada a la línea y el momento en que esta energía se entrega. Identificar e implementar un sistema MPPT que sea apropiado para el sistema. Implementar y verificar el funcionamiento del sistema fotovoltaico. Realizar pruebas del sistema fotovoltaico, en un ambiente de laboratorio donde podamos conocer la cantidad de energía que el sistema entrega a la línea y en qué momento la entrega a la línea. 4

10 IV. DISEÑO E IMPLEMENTACION El sistema fotovoltaico bidireccional conectado a la línea está compuesto por tres convertidores previamente descritos; para el primer módulo se ha escogido un convertidor tipo Buck, en el segundo módulo se elaboró un convertidor DC-DC bidireccional, que se basa en una topología de doble medio puente activo y en el tercer módulo se implementará un inversor monofásico de puente completo. A continuación veremos una breve explicación del funcionamiento de cada convertidor. A. Convertidor Buck El esquemático de la Fig. 2 muestra el convertidor DC/DC Buck, utilizado para reducir el voltaje del panel al nivel de la batería, al mismo tiempo que implementa el algoritmo de MPPT. Se ha escogido este tipo de convertidor ya que los niveles de voltaje de la batería oscilan entre 10.5 V y 13.7 V, este último siendo el voltaje de flotación que la batería alcanza cuando está completamente cargada. Los voltajes de salida del módulo solar oscilan entre 15 V y V; de ahí que la topología escogida deba ser una topología reductora en voltaje. Por otra parte la corriente máxima que genera el convertidor Buck será de 19 A, la corriente máxima de carga de la batería es de A, por esto se hace necesario que el control del siguiente convertidor, cuando el módulo solar genere máxima potencia, cargue la batería a su corriente máxima y el excedente sea entregado a la línea. A la salida del módulo solar, se utiliza una inductancia L c para modelar el cableado, que es normalmente largo. El diodo D2 se utiliza como protección para impedir la inyección accidental de corriente hacia el módulo. El condensador C1, de donde se toma la muestra de voltaje, es usado en conjunto con el cable, como un filtro pasa bajo para evitar que el módulo solar entregue una corriente pulsada, teniendo en cuenta que el convertidor Buck tiene el interruptor en la entrada. El condensador C2 sirve para suministrar los picos de corriente que la carga pueda solicitar y de esta manera aumentar la vida útil de la batería. El diseño detallado del convertidor Buck se muestra en el Anexo 1 (IX.A). Fig. 2: Convertidor Buck con MPPT. Con el fin de dimensionar los componentes del convertidor, se muestran las especificaciones del sistema: Siendo f s la frecuencia elegida para la conmutación del convertidor. 5

11 B. Convertidor DC-DC Bidireccional En el segundo módulo se implementa un convertidor bidireccional aislado, que se basa en la topología de medio puente. Este es un convertidor utilizado en aplicaciones de celdas de combustible y baterías [2] [3] [4] [5] [6]. Este convertidor se encarga de darle aislamiento al sistema, cargar la batería con energía de la línea, si es necesario y entregar energía de la batería o del módulo solar hacia la línea si el sistema tiene la energía suficiente, controlando la cantidad de energía entregada o recibida por la batería, para que esta no se averíe en el proceso de carga o descarga. Fig. 3: Convertidor DC-DC Bidireccional. La topología del convertidor se observa en la Fig. 3, este permite tomar un voltaje bajo (10.5 V 13.7 V) y llegar hasta un voltaje alto deseado (200 V-300 V). Hay varias topologías que pueden ofrecer esto, sin embargo hay muchas de estas que son de baja potencia o unidireccionales; una de las topologías más utilizadas para este tipo de aplicaciones es el doble puente bidireccional, aunque este presenta problemas de rizados altos de corriente en el lado de bajo voltaje. [7] El convertidor seleccionado conecta dos buses DC, el lado de bajo voltaje y el de alto voltaje, como se ve en el modelo simplificado referido al primario que se muestra en la Fig 4. Fig 4: Modelo reflejado al primario convertidor DC-DC. Tomado de [6] Una manera de entender el funcionamiento del convertidor, sería mirándolo como dos convertidores en cascada, el primero sería un convertidor Boost formado por los interruptores Q1, Q2 y la inductancia L dc entre los voltajes V A y V M ; el segundo convertidor sería un medio puente formado por los interruptores Q1 y 6

12 Q2, los condensadores C1 y C2 y la inductancia de fugas del transformador en el primario L, como se ve en la Fig 5. Fig 5: Boost y medio puente en serie. El convertidor Boost se encarga de elevar el voltaje de V A hasta V M y el medio puente se encarga de tomar el voltaje V M y volverlo una señal AC que entraría al transformador; en la Fig 5 se ven 4 interruptores, pero son solos dos, ya que se ve que los interruptores tienen el mismo voltaje, se simplifica a dos interruptores y se obtiene el circuito de la Fig 4. Después de esto la señal AC V p es elevada por el transformador, entra al medio puente del lado de alto voltaje y este la transforma en la señal DC V B. Cuando el flujo de energía sea en sentido opuesto, el medio puente del lado de alto voltaje, toma la señal DC V b y la vuelve una señal alterna V S, esta señal es reducida en voltaje por el transformador; el medio puente del lado de bajo voltaje toma la señal AC V S y la convierte en una señal DC V M, esta señal V M es tomada por los interruptores Q1 y Q2 junto con la inductancia L dc que ahora trabajan en modo Buck para tomar el voltaje V M y reducirlo al voltaje V A. La transferencia de energía en el convertidor se hace mediante el transformador, quien además le da aislamiento al primario del secundario y eleva o reduce voltaje entre estos. Los interruptores operan con ciclo útil constante (50 %). A cada lado del transformador son aplicadas señales alternas rectangulares V p y V s con desfase ϕ 1. Esto hace que circule energía sobre la inductancia de fugas del transformador, lo que produce que en un ciclo de conmutación almacene energía de uno de los lados del convertidor y entregue energía al otro lado, la dirección y cantidad de energía entregada se controla con el desfase ϕ 1 trabajando entre -90 y 0 en modo BUCK y entre 0 y 90 en modo BOOST, alcanzando el valor de máxima potencia en -90 y 90, respectivamente. Esto se aprecia mejor en la Fig. 6. 7

13 Fig. 6: Formas de onda de corriente y voltaje ideales del transformador. Tomado de [6] El convertidor está diseñado para trabajar en conmutación suave, añadiendo condensadores de snubber en paralelo a los cuatro interruptores del convertidor. La conmutación suave se logra cuando los interruptores se encienden con voltaje cero como se ve en la Fig 7. Cuando el interruptor está apagado el condensador de snubber se carga mientras se apaga el otro interruptor, es decir, el circuito está en el tiempo muerto donde los dos interruptores están apagados, el diodo del interruptor empieza a conducir y se empieza a descargar el condensador de snubber hasta llegar a cero, en el momento que esto suceda se debe encender el interruptor, esto reduce considerablemente las perdidas en conmutación. Cabe anotar que el convertidor sólo funcionará en conmutación suave en un rango de potencias [6]. Fig 7: Conmutación Suave. 8

14 Las especificaciones de convertidor DC-DC son: Relación de vueltas del transformador: 1:10 C. Inversor de puente completo Para el tercer módulo se ha escogido un inversor en puente H. El inversor en puente H, es una configuración típica de inversor, que permite obtener una señal alterna ante una entrada DC. Este convertidor se encarga de determinar cuándo se entrega o se recibe energía de la línea, tomando como referencia el voltaje de la línea y controlando la corriente de la línea, colocándola en fase o contrafase con el voltaje, dependiendo de la dirección de la energía; el control se implementa en un DSP. En la Fig. 8, se ilustra la configuración del inversor en puente H. Se observa un condensador de entrada C in, que es el mismo condensador de salida del convertidor DC-DC; después se ven los cuatro interruptores que se encienden de manera cruzada S1 y S4 o S2 y S3; por último el filtro LC encargado de sacar el promedio de la señal del puente H y filtrar las frecuencias altas, para poder obtener a la salida señales de voltaje y corriente con frecuencia de 60 Hz. Los cálculos en detalle del inversor se encuentran en el anexo IX.C Las especificaciones del inversor son: Fig. 8: Inversor puente H. Siendo potencia máxima del convertidor, frecuencia de las señales de salida, frecuencia de conmutación de los interruptores, el rango de voltajes de entrada del convertidor. Estos valores provienen del valor mínimo y máximo de la batería, es decir, cuando la batería está en 10.5 V, que es el voltaje mínimo permitido por el sistema; el convertidor DC-DC lo eleva hasta 210 V y lo mismo sucede para el caso de máximo voltaje de la batería que es de 13.7 V; caso similar para el rango de corriente de entrada del inversor, ya que el convertidor DC-DC es también de 200 W, el rango de corriente corresponde a los valores de voltaje previamente dados y la potencia del convertidor. es el voltaje de salida y éste lo impone la línea 9

15 que es nominalmente de 120 V rms; es la corriente máxima que el convertidor puede entregar al sistema, ya que con esta corriente se alcanzan los 200 W. El sistema no siempre podrá entregar este valor, por lo tanto los valores de corrientes variarán dependiendo de la energía disponible por el sistema. 10

16 V. SIMULACIÓN A. Convertidor Buck Se simula el convertidor Buck propuesto con el algoritmo de MPPT de P&O, con el programa PSIM de PowerSim; el convertidor simulado es el siguiente: Fig. 9: Circuito de simulación Convertidor Buck en PSIM. Con ayuda del módulo fotovoltaico de PSIM se ha caracterizado el panel solar Moserbaer 210. Fig. 10: Caracterización del panel en PSIM. Además se toma el modelo de simulación del algoritmo de MPPT (P&O), elaborado por PowerSim y mostrado a continuación: 11

17 Fig. 11: Implementación del algoritmo de P&O por Psim [8]. Se simula el sistema y se observa la respuesta del convertidor al algoritmo de MPPT. Fig. 12: Potencia, voltaje y corriente del módulo solar. 12

18 En la Fig. 12, se observa como el algoritmo de MPPT toma cerca de 2 ms, para estabilizarse cerca del punto de máxima potencia. En este caso, el tiempo de muestreo de la potencia es el paso del cálculo del simulador y por lo tanto se estabiliza muy rápido. También se ven el voltaje y la corriente entregados por el panel solar. En estas gráficas se observa, como después de que el algoritmo alcanza el estado estacionario, la corriente y el voltaje empiezan a oscilar muy cerca de los puntos de voltaje y corriente de máxima potencia, esto es de esperar, ya que como se había mencionado anteriormente, este algoritmo nunca alcanza el punto de máxima potencia, si no que oscila muy cerca a éste. Fig. 13: Oscilación en la potencia entregada. Si se acerca más la gráfica de la potencia entregada por el panel, como lo muestra la Fig. 13, se puede ver que no es exactamente la máxima potencia, si no que el algoritmo hace que la potencia entregada oscile alrededor de este punto, lo que se apreciaba en la Fig. 12 con el voltaje y la corriente. B. Convertidor DC-DC Para simular el convertidor DC-DC, se emplea la topología descrita previamente y el dimensionamiento del convertidor elaborado en el anexo IX.B, la simulación se ha hecho con la siguiente configuración: Fig. 14: Circuito de simulación Convertidor DC-DC en PSIM. 13

19 Lo primero que se observa en la simulación son los voltajes de los condensadores de primario y secundario en la Fig. 15; se puede ver que los condensadores de primario alcanzan un voltaje en estado estacionario igual a V in y los condesares de secundario se cargan a, siempre y cuando los valores de primario sean iguales y los valores de secundarios sean iguales, como se definió para esta simulación, esto concuerda con el funcionamiento y dimensionamiento realizado. Fig. 15: Voltajes de los condensadores de primario y secundario. En la Fig. 16 se pueden observar los voltajes de los interruptores de primario y secundario, con esto se puede ver que los interruptores de primario soportan un valor de 2V in y los de secundario el voltaje de salida V out ; esto concuerda con lo diseñado. Fig. 16: Voltajes de los interruptores de primario y secundario. En la Fig. 17 se observan los voltajes V p y V s de la Fig 4. En esta gráfica se observa el desfase que hay entre los voltajes para que el convertidor funciones en modo BOOST, además se puede apreciar la relación de transformación entre primario y secundario. 14

20 Fig. 17: Voltajes de primario y secundario del transformador. Para la Fig. 18, se ha reducido el voltaje de secundario diez veces, con esto se puede apreciar mejor la forma de onda de corriente. Se pueden ver los cambios de pendientes de la corriente dependiendo la diferencia entre V p y V s. Fig. 18: Voltajes de primario, secundario y corriente sobre el primario. En la Fig. 19 se pueden ver las formas de onda de corriente en primario y secundario, se ve que la forma de onda no varía entre primario y secundario lo único diferente entre las gráficas es que la de secundario es diez veces menor a la de primario, esto concuerda con la relación de transformación y con el comportamiento del convertidor mencionado anteriormente. 15

21 Fig. 19: Corrientes de primario y secundario. En las Fig. 20 y Fig. 21 se ve el voltaje de salida y la corriente de salida del convertidor DC-DC en modo BOOST, con una carga de 376 Ω, esto equivale a la máxima potencia que puede entregar 200 W. En las gráficas se observa un voltaje de salida de 274 V y una corriente 0.73 A aproximadamente, además se observa que las señales tienen poco rizado y se mantienen estables en el tiempo. Fig. 20: Corriente de salida convertidor DC-DC. Fig. 21: Voltaje de salida convertidor DC-DC. 16

22 C. Inversor Para simular el inversor se emplea la topología descrita previamente y el dimensionamiento del convertidor (ver anexo IX.C). La simulación se ha hecho con la siguiente configuración: Fig. 22: Circuito de simulación de inversor en PSIM. En la Fig. 23 podemos apreciar la forma de onda de la corriente de entrada del inversor. Se puede ver que la corriente sigue una forma de onda sinusoidal. Fig. 23: Corriente de entrada del inversor. En la Fig. 24 se ha colocado el voltaje de salida, es decir el voltaje de la línea, para que se observe mejor la señal de corriente de entrada del convertidor además de su forma sinusoidal, tiene una frecuencia igual al doble de la salida (120 Hz) y un valor pico a pico aproximado de 2.4 A, lo cual coincide con lo diseñado. 17

23 Fig. 24: corriente de entrada del inversor y voltaje de la línea. En la Fig. 25 se observa el voltaje de salida, junto con la corriente de salida y el voltaje de la batería, simulado ente caso por una señal paso que tiene un valor inicial de 14 V, representando la situación cuando la batería está cargada y un valor mínimo de 10 V, simulando la situación de batería descargada. Se puede ver que cuando la batería está cargada, es decir el sistema tiene energía almacenada para entregar, la corriente se pone en fase con el voltaje de la línea y se entrega energía a la línea con una corriente pico de aproximadamente 1.7 A, lo cual indica que el sistema está entregando 200 W, que es la cantidad máxima de energía que puede entregar el sistema. Después, cuando el valor de la batería desciende y simula la descarga del sistema, se observa que la corriente cambia de fase para ponerse en contrafase(180º) con el voltaje de salida, es decir, el sistema deja de entregar energía a la línea para recibir energía de esta y con ella poder cargar la batería. Podemos ver que el valor pico de corriente se mantiene, lo cual indica que el sistema está recibiendo 200 W; esta simulación comprueba la bidireccionalidad del inversor, su funcionamiento, correcto dimensionamiento y su control. Fig. 25. Voltaje, corriente de salida inversor y carga de la bateria. En la Fig. 26 se puede ver que el valor de voltaje que soportan los interruptores es igual al voltaje de entrada, que en la simulación corresponde al caso máximo igual a 274 V. 18

24 Fig. 26: Voltaje sobre los interruptores del inversor. D. Interconexion convertidores Buck y DC-DC elevador. En esta simulación se prueba el funcionamiento del convertidor DC-DC junto al convertidor BUCK, además se verifica la bidireccionalidad de convertidor DC-DC; esta simulación se hace uniendo los dos circuitos simulados previamente en los numerales a y b, añadiendo el control de convertidor DC-DC. No se ha añadido ningún elemento a los simulados previamente y sólo se ha cambiado el valor de la capacitancia de la batería a uno menor para lograr que la simulación pueda mostrar la carga y descarga de la batería. Esto no afecta el funcionamiento del circuito, sólo se hace con el fin de apreciar un ciclo completo del sistema; el circuito simulado es el siguiente: Fig. 27: Circuito de simulación de los convertidores Buck y DC-DC unidos en PSIM. En la Fig. 28 se observa el voltaje de la batería y la corriente de la batería, se puede dividir la gráfica en tres secciones: 1. La primera sección cuando el voltaje de la batería baja hasta 11 V y se empieza a cargar; se puede ver que el voltaje de la batería sube de manera lineal y la corriente sobre la batería se mantiene casi constante. 19

25 2. La segunda sección es cuando el voltaje de la batería llega a 13.7 V y el voltaje tiende a mantenerse constante en este valor, mientras la corriente de la batería empieza a decrecer de manera exponencial hasta quedar muy cerca a cero. 3. La tercera sección es cuando la corriente de la batería se acerca a cero y ha alcanzado su voltaje de flotación que en este caso es de 13.7 V; después de esto la corriente de la batería se vuelve negativa ya que esta se ha cargado completamente y empieza a entregar energía. Estas tres secciones componen el proceso apropiado para la carga y descarga de la batería. Fig. 28: Voltaje y corriente sobre la batería. En la Fig. 29 se ven las corrientes del nodo que se forma entre la corriente de salida del convertidor BUCK, la corriente sobre la batería y la corriente de entrada al convertidor DC-DC; en este caso el panel se encuentra generando energía durante todo el proceso, de ahí que la corriente de salida del convertidor BUCK (verde) siempre se mantenga positiva. La corriente sobre la batería (Azul) se muestra negativa mientras la batería está entregando energía y positiva cuando la batería recibe energía para cargarse. Para que el nodo tenga congruencia, la corriente de entrada del convertidor DC-DC (Rosa), debe ser la resta de las dos anteriores, esto se confirma en la gráfica ya que cuando la batería entrega energía y el convertidor BUCK también, la corriente es positiva y su valor es la resta de las dos, cuando la batería entrega toda la energía y empieza a recibir energía para cargarse la corriente de entrada baja casi hasta cero ya que la mayoría de la corriente del convertidor BUCK va hacia la batería y sólo llega hasta el convertidor DC-DC la corriente sobrante del convertidor BUCK, porque la batería sólo puede cargarse con hasta A y el convertidor BUCK a máxima potencia genera casi 19 A de salida; los casi 3 A sobrantes son los que van hacia el convertidor DC- DC. Fig. 29: Corrientes sobre la batería, convertidor Buck y DC-DC. 20

26 En la Fig. 30 se observa la bidireccionalidad del convertidor DC-DC. En esta simulación el módulo fotovoltaico entrega energía durante un tiempo y después se apaga, simulando el día y la noche. Se ve la potencia entregada por el módulo fotovoltaico (Verde). En la primera parte de la simulación la potencia entregada por el módulo es de aproximadamente 0 W (Noche), pero a pesar de esto se pueden apreciar las tres secciones de carga y descarga de la batería (Roja), se ve que la batería recibe energía, ya que su corriente es positiva (Azul), pero la corriente no proviene del convertidor BUCK (Morado), ya que esta se mantiene en cero, por el contrario la corriente del convertidor DC-DC es negativa (Rosa), lo que no se había podido apreciar en anteriores simulaciones. Esto quiere decir que el convertidor DC-DC es el que está proporcionando la energía para que la batería se cargue. Después de que la batería ha alcanzado su voltaje de flotación y su corriente es cercana a cero, esta empieza a entregar energía; por lo tanto la corriente del convertidor DC-DC se vuelve positiva, porque ha dejado de entregar energía y ha comenzado a recibirla. Cuando otra vez se encuentra en el proceso de carga de la batería, el módulo fotovoltaico se enciende, haciendo que la corriente del convertidor Buck sea positiva; la batería no nota el cambio y sigue recibiendo la misma cantidad de corriente, pero la corriente del convertidor DC-DC deja de ser negativa y queda muy cercana a cero. Este proceso ya se vio en la simulación anterior: mientras el módulo fotovoltaico está encendido la pendiente de descarga de la batería es mucho menor ya que la energía entregada por el módulo, hace que la batería entregue mucha menos energía. Al final de la gráfica se puede observar cómo cambia la pendiente de descarga ya que el módulo se vuelve a apagar y la batería es la única fuente de energía para el convertidor DC-DC. Fig. 30: Bidireccionalidad del convertidor DC-DC. 21

27 E. Sistema Completo La simulación del sistema completo se realiza con el esquemático que se muestra en la Fig. 31. Fig. 31: Circuito de simulación del sistema completo. 21

28 Fig. 32: Funcionamiento sistema completo. 22

29 En la Fig. 32. Se puede apreciar el comportamiento completo del sistema; se puede ver la potencia entregada por el módulo solar (Rojo), que es aproximadamente 100 W; se ve el voltaje sobre la batería (Azul), la corriente sobre la batería (Verde), la corriente sobre convertidor DC-DC (Amarillo) y la corriente de salida del convertidor Buck (Morado). Se observa, que mientras el módulo solar está apagado y la batería se está cargando, la corriente sobre el convertidor DC-DC es igual a la corriente entregada por la batería; cuando la batería se carga y deja de pedir energía, la corriente sobre el convertidor DC-DC cambia de signo, es decir deja de pedir energía a la línea y empieza a entregar energía a la línea. Cuando todavía no ha terminado de descargarse la batería por completo, se enciende el módulo solar; en este momento la corriente de la batería disminuye un poco ya que entrega menos energía a la línea porque el módulo solar se encendió; la batería desciende hasta su voltaje mínimo y empieza a cargarse; la corriente del convertidor DC-DC disminuye a cero para que toda la energía generada por el módulo solar vaya a la batería. La batería después de un tiempo alcanza su voltaje de flotación y se aprecia como la corriente empieza a disminuir hasta un valor cercano a cero, cuando ocurre esto, el convertidor DC-DC empieza a recibir energía del módulo solar y de la batería. En este ejemplo recibe los 100 W del módulo solar y la batería estaría aportando los otros 100 W, esto se aprecia en el valor de corriente entregado por la batería: cuando el módulo estaba apagado entregaba cerca de 20 A, cuando se encendió el módulo solar entrega cerca de 10 A. mientras la batería se descarga, el módulo solar se apaga, lo que hace que la corriente entregada por la batería se incremente y por tanto se descargue más rápido, después de un tiempo se descarga por completo y empieza a cargarse pero con energía de la línea y el ciclo se repite otra vez. Debido a que los tiempos de carga y descarga de la batería son muy grandes respecto a la frecuencia de oscilación de la salida (60 Hz), se va a mirar como el control del inversor cambia de fase o se apaga dependiendo los casos vistos en la Fig. 32. Fig 33: Paso entre carga y descarga con el módulo apagado. 23

30 En la Fig 33, se puede ver el cambio de la batería cuando llega a su voltaje de flotación. Cuando se estaba cargando y el módulo solar no entrega potencia, se puede ver la corriente de salida en contrafase con la línea, es decir la batería se está cargando con la línea. Después de alcanzar el voltaje de flotación, la corriente cambia de fase y se pone en fase con la línea es decir entrega energía a la línea. Fig 34: Encendido del módulo solar, descarga de la batería En la Fig 34, se aprecia cómo se descarga la batería y en ese proceso se enciende el modulo solar. A pesar del cambio, la corriente de salida del inversor no cambia su amplitud porque sigue entregando 200 W, así toda la potencia no provenga de la batería. 24

31 VI. ANÁLISIS DE RESULTADOS Para el análisis de resultados se muestran las pruebas realizadas a cada uno de los tres módulos de potencia y después la integración del sistema. A. Convertidor Buck: Para analizar los resultados prácticos del convertidor Buck, se utiliza un emulador fotovoltaico Magna-Power. Este permite programar el panel solar con diferentes valores de potencia de salida. Se conecta la fuente de Magna-Power al convertidor Buck y con la ayuda de la interfaz de usuario de la fuente, se observa que el convertidor se estabiliza alrededor del punto de máxima potencia. Fig. 35: Implementación convertidor Buck. En las figuras Fig. 36, Fig. 37, Fig. 38 se observa un conjunto de gráficas de salida del emulador del módulo a diferentes potencias máximas posibles, las cuales son: la gráfica ubicada en la parte superior izquierda y de mayor tamaño, correspondiente al voltaje vs corriente; la gráfica en la parte superior derecha, es la potencia vs voltaje; la gráfica central derecha, es la potencia vs corriente, siendo el punto marcado con un circulo la posición actual del convertidor y el punto marcado con una X el punto deseado (MPP); las tres gráficas inferiores son voltaje, corriente y potencia vs tiempo, siendo voltaje la gráfica de la izquierda, corriente la del centro y potencia la de la derecha. 25

32 Fig. 36: Gráfica obtenida experimentalmente a 40 W. Fig. 37: Gráfica obtenida experimentalmente a 100 W. Fig. 38: Gráfica obtenida experimentalmente a 197 W. 26

33 50 W/ 50 W/ Voltaje Panel Potencia Panel Corriente Panel Fig. 39: Gráfica experimental de corriente, voltaje y potencia. En las figuras Fig. 36, Fig. 37, Fig. 38, se ve como el algoritmo de P&O, se estabiliza en el tiempo cerca al punto de máxima potencia, para tres diferentes casos de potencia entregada por el modulo solar. En la Fig. 39 se observan en el osciloscopio las señales de corriente, voltaje y potencia suministradas por el modulo solar al convertidor, ante variaciones de intensidad lumínica. Se pueden apreciar los tres valores distintos de potencia entregada por el módulo, el tiempo que le lleva al convertidor estabilizarse y la oscilación que hace el sistema alrededor del punto de máxima potencia. B. Convertidor DC-DC El convertidor DC-DC se debe probar en sus dos modos Buck y Boost. Fig. 40: Implementación convertidor bidireccional. 1) Modo Boost Para probar el convertidor en el modo Boost se utiliza como fuente de alimentación la batería y a la salida se pone una carga resistiva de 300 Ω. 27

34 Fig 41: Convertidor DC-DC modo Boost en conmutación forzada. En la Fig 41, se ven las señales cuadradas en ambos lados del transformador, siendo azul la del lado de bajo voltaje y la verde la del lado de alto voltaje, la señal de corriente sobre la inductancia de fugas en el lado secundario (Amarillo) y la señal de corriente que entrega la batería (roja). Se ve que el desfase entre las señales de voltaje es de 34.4º, la potencia entregada por la batería es cercana a los 60 W y la potencia entregada a la carga es cercana a los 50 W, ya que el voltaje de salida es de 120 V, esto se debe en parte a que el convertidor se encuentra en conmutación forzada, lo que se aprecia en los picos presentes en la señal de voltaje verde. 28

35 Fig 42: Convertidor DC-DC modo Boost en conmutación suave. En la Fig 42, se aprecia que el desfase entre las señales de voltaje se ha incrementado y ha hecho que el convertidor salga de la conmutación forzada, esto se puede apreciar en la señal de voltaje verde, ya que los picos han desaparecido. La señal de voltaje bajo ha estado, en los dos casos en conmutación suave a pesar de presentar un rizado en la señal, que se puede deber a los componentes parásitos del sistema. La corriente entregada por la batería ha aumentado, por lo tanto la potencia también, ahora esta última es cercana a los 100 W y el voltaje sobre la carga es cercano a los 170 V. Aunque ha aumentado la eficiencia con respecto al caso anterior, siguen habiendo pérdidas considerables que se pueden presentar en la inductancia de entrada, el transformador y las pérdidas en conducción de los MOSFET. La pendiente de la corriente sobre el secundario cuando los dos voltajes se encuentras bajos o altos se ha hecho menos pronunciada esto se debe a que la diferencia de potencial sobre la inductancia de fugas se ha hecho menor, lo cual es mejor ya que habrá menor cantidad de corriente sobre el transformador y picos de corriente más pequeños y esto bajará las pérdidas en el transformador. 2) Modo Buck Para probar el convertidor en el modo Buck se utiliza como fuente de alimentación, una fuente Magna-Power XRii 600-9, esta permite tener voltajes de alimentación de hasta 600 VDC; que se ajusta en 240 V. Como carga se utiliza una resistencia de 2.6 Ω. 29

36 Fig. 43: Convertidor DC-DC modo Buck en conmutación forzada. En la Fig. 43. Se ve que el desfase entre las señales de voltaje es de -18.2º, la potencia entregada por la fuente es cercana a los 40 W y la potencia entregada a la carga es cercana a los 28 W ya que el voltaje de salida es de 10 V; esto se debe en parte a que el convertidor se encuentra en conmutación forzada, lo que se aprecia en los picos presentes en la señal de voltaje verde. Fig. 44: Convertidor DC-DC modo Buck en conmutación suave. 30

37 En la Fig. 44, se ve que el desfase entre las señales de voltaje se ha incrementado y ha hecho que el convertidor salga de la conmutación forzada, esto se aprecia en la señal de voltaje verde, ya que los picos han desaparecido, la señal de voltaje bajo ha estado, en los dos casos expuestos en conmutación suave pero en este caso se nota un incremento en la oscilación cuando entran en conmutación suave, que se puede deber a los componentes parásitos del sistema y a la carga resistiva. Esta oscilación hace que las pérdidas del sistema aumenten, aunque no necesariamente esta energía perdida esté en los interruptores, ya que puede estar en los otros elementos pasivos del circuito. Se han realizado pruebas para determinar la cantidad de pérdidas que aportan la inductancia de entrada y el transformador: se ha podido establecer que las pérdidas sobre la inductancia son pocas y no superan el 1%, pero en el transformador las pérdidas varían hasta un 20 %, lo cual afecta drásticamente la eficiencia del transformador. Es posible que disminuyendo la densidad de corriente y aumentando el tamaño del núcleo, se disminuyan las perdidas. C. Inversor en puente H Para las pruebas de laboratorio del inversor se utiliza la fuente de alimentación Magna-Power, ajustada entre V DC y una carga resistiva. Fig. 45: Implementación del Inversor. Para realizar las pruebas del inversor se ha controlado el convertidor en modo voltaje, ya que éste no está conectado a la línea. Fig. 46: Señales de salida del inversor. 31

38 En la Fig. 46 se ven las señales de la salida del inversor, corriente (Amarillo) y voltaje (Verde), se puede apreciar sobre las señales un ruido en alta frecuencia que corresponde justamente a la frecuencia de conmutación del sistema. D. Convertidor Buck conectado con el convertidor DC-DC Para esta prueba se interconectan los dos primero módulos del sistema. Se alimentará en convertidor Buck con la fuente Magna-Power emulando un módulo solar y a la salida del convertidor DC-DC se colocará una carga resistiva y otra fuente que permita tener el voltaje de salida constante, esto se hace para que la prueba se acerque mucho más a las condiciones reales de funcionamiento del sistema. Fig. 47: Convertidor Buck y DC-DC. En la Fig. 47, se puede observar el funcionamiento de los dos primeros módulos trabajando juntos. Se puede ver la corriente de salida del convertidor Buck (Amarillo), la corriente sobre la batería (Rojo) y los voltajes de primario y secundario del convertidor DC-DC (Azul y Verde). Se observa que el convertidor DC-DC está pidiendo cerca de 90 W de potencia, esta potencia la aporta en parte el panel solar, cerca de 56 W y el resto lo aporta la batería 34 W. 32

39 E. Pruebas del sistema completo interconectado Se han interconectado los tres módulos, con una carga resistiva en la salida del inversor y la fuente Magna- Power emulando el panel solar. Fig. 48: Señales sistema completo. En la Fig. 48 se pueden ver las señales del sistema completo funcionando: el voltaje de salida del sistema (Azul), voltaje de salida del convertidor DC-DC elevador (Verde), Corriente de entrada del convertidor DC- DC (Roja), corriente de entrada del inversor (Amarilla). Se puede ver la señal de voltaje de salida del sistema, con forma sinusoidal, frecuencia aproximada de 60 Hz, se aprecia el ruido de conmutación sobre la señal de salida, como se había visto en la prueba del inversor; se puede ver la señal de corriente de entrada del inversor, que es una señal con alto contenido armónico y con frecuencia igual al doble de la señal de salida, como se había visto en la simulación Fig

40 VII. CONCLUSIONES. Se han podido probar los tres módulos del sistema por separado y se ha podido integrar en una sola dirección la totalidad de los convertidores. Desafortunadamente, todavía no se ha alcanzado a probar el sistema interconectado a la línea. A pesar de esto se ha logrado un sistema que sea capaz de obtener la máxima energía posible de un módulo solar, almacenarla en una batería, subir el voltaje y entregarlo, como un sistema aislado de la línea, en el proceso se han podido identificar varios puntos a mejorar o modificar para el sistema en un futuro. Se ha podido observar que el almacenamiento de energía en batería de bajo voltaje (12 V) no es tan buena idea, ya que en el momento de incrementar el voltaje para el inversor se presentan grandes picos de corriente y por tanto aumentan las pérdidas, de ahí que para un trabajo futuro se debe mejorar el almacenamiento de la energía, a un sistema de baterías de mayor voltaje, lo que probablemente obligaría a cambiar la topología del primer módulo, eso depende de la manera en que se conectarán lo paneles solares (serie, paralelo o serieparalelo). Para el algoritmo de MPPT se ha podido alcanzar el punto de máxima potencia, aunque este algoritmo presenta una oscilación en el punto de máxima potencia y un tiempo de establecimiento considerable, que probablemente dependa de la dinámica del convertidor. En un futuro sería interesante implementar el algoritmo de P&O pero en un DSP más potente que permita hacer incrementos en el ciclo útil más pequeños, para hacer la oscilación más pequeña, o implementar otro algoritmo que no presente esta oscilación y se estabilice más rápido. Se ha podido ver que en el convertidor DC-DC las pérdidas son considerables y una de las fuentes principales de estas pérdidas es el transformador, se recomienda disminuir la densidad de corriente y aumentar el tamaño del núcleo, para disminuir las pérdidas. Para mejorar la eficiencia se puede tener un voltaje más alto en el lado de voltaje bajo, pero si se desean reducir las pérdidas aún más en un trabajo futuro, se pueden unir los convertidores DC-DC y el inversor en un solo convertidor, esto reduciría el número de interruptores y de componentes pasivos. Para un trabajo futuro se aconseja manejar el apagado de los interruptores con voltajes negativos ya que esto los haría más inmunes a ruido y evitaría que se encendieran en momentos no deseados, además se aconseja trabajar el tiempo muerto entre los interruptores con señales completamente independientes lo que permitiría darle más flexibilidad al sistema y mejorar su funcionamiento. También para un trabajo futuro se recomienda cambiar la referencia de DSP a uno que permita mayor robustez para este tipo de sistema y aunque al principio del proyecto se trató de trabajar con un DSP de mayor capacidad, se tuvo que cambiar por la disponibilidad de éste en el laboratorio. Se han podido sacar conclusiones importantes de este trabajo de investigación y dejar una base sólida para la continuación del proyecto, lo cual era el objetivo principal de este primer acercamiento a un sistema que pueda almacenar, entregar y recibir energía de la línea. 34

41 VIII. BIBLIOGRAFÍA [1] R. Gonzalez, H. Jimenes y J. Lagunas, «Sistemas fotovoltaicos,» [2] H. LI y F. Z. PENG, «Modeling of a New ZVS Bi-directional DC-DC Converter,» IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS, vol. 40, nº 1, pp , [3] H. Li, F. Z. Peng y J. S. Lawler, «Modeling, Simulation, and Experimental Verification of Soft-switched Bi-directional dc-dc Converters,» IEEE, [4] H. Li, F. Z. Peng y J. S. Lawler, «A Natural ZVS High-power Bi-directional dc - dc Converter with Minimum Number of Devices,» IEEE. [5] S. K. BHAJANA y R. REDDY, «A Novel ZVS-ZCS Bidirectional DC-DC Converter For Fuel Cell And Battery Application,» PEDS, pp , [6] H. Daneshpajooh, A. Bakhshai y P. Jain, «Optimizing dual half bridge converter for full range soft switching and high efficiency,» IEEE, pp , [7] F. Z. Peng, H. Li, G.-J. Su y J. S. Lawler, «A New ZVS Bidirectional DC DC Converter for Fuel Cell and Battery Application,» IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, vol. 19, nº 1, pp , [8] PowerSIM, «MPPT - Perturb & Observe,» [9] R. W. Erickson, Fundamentals of Power Electronics, Secancus: Kluwer Academic Publishers, [10] A. Van den Bossche y V.. C. Valchev, Inductors and Transformers for power electronics, New York: Taylor & Francis, [11] Philips Components, Soft Ferrites and Accessories, 200. [12] A. Soetedjo, A. Lomi y W. P. Mulayanto, «Modeling of Wind Energy System with MPPT Control,» de International Conference on Electrical Engineering and Informatics, Bandung, Indonesia, [13] U. KAMNARN, S. YOUSAWAT, S. SREETA, W. MUANGJAI y T. SOMSAK, «Design and Implementation of a Distributed Solar Controller Using Modular Buck Converter with Maximum Power Point Tracking,» IEEE, [14] J. Lopez-Seguel, P. Donoso-Garcia, L. F. Morais, P. Cortizo y M. S. Mendes, «Comparison of MPPT Approaches in Autonomous Photovoltaic Energy Supply System Using DSP,» IEEE, [15] D. Lu, S. Sathiakumar, R. H. Chu y V. G. Agelidis, «A Buck Converter with Simple Maximum Power Point Tracking for Power Electronics Education on Solar Energy Systems,» IEEE, [16] A. Qazalbash, A. Amin, A. Manan y M. Khalid, «Design and Implementation of Microcontroller based PWM technique for Sine wave Inverter,» IEEE POWERENG 2009, pp ,

42 IX. ANEXOS A. Anexo I: Cálculos para el diseño del convertidor Buck Teniendo en cuenta las especificaciones del sistema nombradas en el capítulo IV.A, se puede obtener el valor de L usando la siguiente ecuación, considerando que el convertidor trabaja en modo de conducción continuo [9]: Siendo el valor de la inductancia, el voltaje de entrada, el voltaje de salida, la frecuencia de conmutación y el rizado de corriente sobre la inductancia. Escogiendo, tenemos una inductancia de valor. El valor del condensador C2, se calcula dependiendo del tipo de carga y de los picos de corriente que esta solicita. En nuestro caso tenemos un condensador de 100 µf. 1) Diseño de la Bobina En el diseño de la bobina se deben tener en cuenta dos aspectos fundamentales, el primero es el núcleo donde se elabora la bobina, el segundo aspecto es el calibre del cable, con el cual se elabora la inductancia. a) Nucleo En el momento de escoger el núcleo para la bobina se tendrán en cuenta la potencia y la frecuencia del convertidor. En aplicaciones de alta frecuencia las pérdidas por corrientes de fugas son usualmente importantes y se incrementan aproximadamente con el cuadrado de la frecuencia, sin embargo estas pérdidas son inversamente proporcionales a la resistividad, lo que hace que las ferritas sean la mejor opción en aplicaciones de alta frecuencia [10]. Una vez determinado que un núcleo de ferrita es la mejor opción para la construcción de la bobina, se utiliza el manual del fabricante Ferroxcube [11], para el dimensionamiento del núcleo y el tipo de material. En el manual de fabricante se puede ver los núcleos que se ajustan a la potencia requerida (200 W), de ahí se ha escogido un núcleo ETD59, este viene construido en dos materiales 3C90 y 3F3; el 3C90 es un material que funciona a frecuencias medias (<200kHz), el 3F3 es un material de altas frecuencias (<700kHZ), para nuestra aplicación cualquiera de los dos núcleos son útiles, ya que poseen valores de saturación de densidad de flujo y permeabilidad efectiva muy similares. b) Numero mínimo de vueltas Para hallar el numero mínimo de vuletas se utiliza la siguiente ecuacion [10]: Donde L es el valor de la inductancia, es la corriente máxima sobre la bobina, es el área efectiva del núcleo dada por la hoja de especificaciones del fabricante ( ) y es la densidad de flujo máxima del núcleo. 36

43 Fig. 49: Gráfico de B-H para el material 3F3. De la Fig. 49 se concluye que, con esto se puede calcular c) Calibre del cable: Para calcular el calibre del cable para bobinar se toma una densidad de corriente igual, esto debido a que se realiza el bobinado con cable de LITZ y esto garantiza que haya una distribución de corriente uniforme por cada hilo del cable de Litz, esto implica que: J Densidad de corriente Si Sabemos que la corriente máxima es de. El calibre del cable debe ser AWG 12 o equivalente. d) Calculo del GAP: Dado el tamaño del núcleo y el calibre del cable, se han podido dar 46 vueltas al núcleo, con este número de vueltas se asegura que la bobina nunca entre en saturación, pero para lograr el valor de inductancia deseado debemos añadirle un gap a la bobina, por tanto debemos calcular el ancho del gap para lograr el valor de inductancia requerido. 2) Dimensionamiento de interruptor 37

44 En la Fig. 50, se puede observar la simulación de la corriente y del voltaje correspondiente al interruptor controlado del convertidor. Considerando estos valores, se selecciona un MOSFET ya que a este nivel de corriente presenta una caída de potencial menor a la de un IGBT. Esto, en conjunto con la mayor velocidad de conmutación aumenta la eficiencia del convertidor. El MOSFET elegido para esta aplicación es el IRF2807 de International Rectifier, este tiene un voltaje de ruptura Drain-Source de 75 V, una corriente continua en Drain de 82 A y una resistencia Drain- Source estática de 13mΩ, ya que de acuerdo con la simulación este soporta una corriente máxima promedio de 10 A y un máximo de 30 V, como podemos ver en la Fig. 50. Fig. 50: Corriente instantánea, promedio sobre el corriente MOSFET y voltaje drain to source. Enseguida se calculan las pérdidas de los interruptores para dimensionar los disipadores. Ahora se calcula de manera aproximada la potencia que se disipa en el encendido y apagado del MOSFET. Vale la pena anotar que esta aproximación toma constantes los valores de corriente y voltaje durante la conmutación, dando un margen en el dimensionamiento del MOSFET. La potencia total del MOSFET es: Ahora de la hoja de especificaciones se toman los datos de la temperatura de juntura y la resistencia de la unión a la carcasa, asumimos una temperatura ambiente de 50 C, con esto se obtiene: 38

45 Con este valor se toma un manual de fabricante de disipadores y se busca un disipador para el empaque del MOSFET, que en este caso es TO-220, con el valor más cercano por abajo del valor obtenido anteriormente, este es el disipador adecuado para el MOSFET. 3) Dimensionamiento Diodos En el circuito del convertidor Buck se utilizan 2 diodos D1 y D2. D2 es un diodo de protección, que se utiliza para impedir que el convertidor pueda entregarle energía al panel en algún momento y lo pueda averiar y D1 es el interruptor no controlado del convertidor. Para escoger D2, se tiene en cuenta un diodo que sea capaz de soportar la corriente máxima que puede entregar el panel, la cual es de 7.21 A y que tenga una baja caída de potencial, aproximadamente 0.8 V. Fig. 51: Corriente instantánea y promedio sobre el diodo D1. En la selección de D1, se tiene en cuenta la frecuencia de conmutación del convertidor y la corriente promedio que pasa por el diodo, la cual vemos en la Error! No se encuentra el origen de la referencia.. Para ambos diodos se ha escogido el MBR1035 de Fairchild Semiconductor, este diodo es de conmutación rápida y soporta una corriente promedio de 10 A. Para el cálculo del disipador del diodo D2 se utiliza: Ahora para el cálculo del disipador del diodo D1 utilizamos y la corriente promedio, está la hallamos sabiendo que la corriente máxima en el convertidor se da en el punto de máxima potencia del panel, el cual es en V, asumiendo el peor de los casos en el voltaje de salida en la batería seria de 13.7 V, por tanto el ciclo útil en el punto de máxima corriente en el circuito es de 0.465: 39

46 Con estos datos se pueden encontrar los disipadores indicados para los diodos D1 y D2. 4) Drivers y sensores En el convertidor Buck se utiliza un driver IR2110 que permite conmutar el MOSFET, este es un driver de medio puente, el cual se usa en la configuración mostrada en la Fig. 52: Rzener1 Zener1 VCC 1N4733 Panel D1N4148 6N1 NC VCC DSPout VE VO NC GND Roptin1 6N137 0 VCC U2 Vin+ Vin+ R2 1k CoptF1 100n Coptout1 10p 0 Roptout1 VCC IR2111 HIN LIN SHDN COM VB VCC VDD VS VSS IR2110 HO 7 LO 1 DriG1 RirG1 IRF2808 Vout- Cf uente1 Vout- 100U Vout+ Vout+ CirB1 1n Vin- Vin- NDY1212C Fig. 52: Configuración del driver IR2110 Como se ve en esta figura, se tiene un optoacoplador 6N137, que se alimenta de un diodo Zener, a este optoacoplador llega la señal de PWM del DSP (sistema de control) y con este se aísla el DSP de la parte de potencia. La configuración del IR2110 es sencilla, se alimenta con dos fuentes, una para la entrada (5 V) y la otra para la salida (15 V), además de esto, vemos entre los pines 5 y 6 un condensador con un regulador de 12 V conectado en paralelo, esto genera una fuente flotante, que permite el encendido y apagado del MOSFET. Además de la configuración del driver mencionada anteriormente, se utilizan dos tipos de sensores: El primero es un sensor de corriente LA25-NP que está configurado para medir una corriente máxima de 8 A, como lo muestra la Fig

47 V- 4 V+ 8 LA25-NP2 DSPin1 Rsense 0 VCCn VCC Vcc- Vcc+ Out In5 In10 In4 In9 In3 In8 In2 In7 In1 In Diodo_Protect LA25-NP Fig. 53: Sensor de corriente. Cond_panel El sensor funciona con +Fuente y Fuente, va conectado entre el diodo de protección D2 y el condensador de sensado de voltaje C1; en el pin 11 se conecta una resistencia de sensado a tierra y obtenemos nuestros valores de medida en el pin 11 como indica la Fig. 53, la resistencia de sensado es calculada de tal manera que a corriente máxima, el voltaje de sensado en el pin 11 sea cercano 5V (que es la máxima entrada del ADC del DSP). La relación de transformación escogida es de 3:1000, la corriente máxima es de 8 A por tanto la corriente máxima sobre la resistencia de sensado es, deseamos que a esta corriente el voltaje sea 5V, entonces deberíamos tener la resistencia de sensado., lo más cercano es 200, por tanto esta será El segundo sensor, es un OPA2350 de Texas Instruments, este es un operacional rail to rail, en el que se implementa una configuración que permite hacer un divisor de voltaje, para obtener a la salida una señal de máximo 5 V referido a la tierra del DSP, como lo muestra la Fig. 54. R 6R VCC PANEL C1 1000u 6R R OPA OUT 0 100u DSPin2 0 Fig. 54: Sensor de voltaje. 0 Como se ve en la Fig. 54 se toma la muestra de voltaje de un condensador en paralelo al panel llamado C1, de ahí entra al operacional que permite dividir a la señal de entrada por 6, este valor se debe a que se toma como valor máximo de voltaje del panel como 30V. Con estos dos sensores se pueden obtener las señales de corriente y voltaje entregadas por el módulo solar, para la implementación de un algoritmo de MPPT en el DSP. 5) Algoritmo de MPPT: El convertidor tipo Buck se encarga de obtener la mayor cantidad de potencia que puede entregar el panel solar, gracias al algoritmo de MPPT P&O. Este algoritmo modifica el ciclo útil de la señal de PWM que controla el interruptor del convertidor. El algoritmo, implementado dentro de un DSP, toma las muestras de voltaje y corriente a la salida del módulo solar y con ellas calcula periódicamente la potencia entregada por el panel. 41

48 Fig. 55: Algoritmo P&O [12]. Como lo muestra la Fig. 55, si la potencia actual es mayor que la potencia de la muestra anterior, se pasa a verificar el voltaje actual, si este es mayor que el de la anterior muestra, entonces se incrementa el ciclo útil. De lo contrario, este se reduce. Si la potencia actual es menor que la anterior, se verifica el voltaje a la salida del módulo solar. Si este es mayor que el de la muestra precedente, el ciclo útil se disminuye. De lo contrario este se incrementa. Este procedimiento se repite indefinidamente, llevando a una oscilación de la potencia entregada por el módulo en régimen permanente, alrededor del punto óptimo [12]. El tiempo de muestreo de la potencia y el tamaño del incremento o reducción del ciclo útil, deben ajustarse para que el algoritmo encuentre rápidamente el punto de máxima potencia, ante un cambio en la intensidad lumínica, permitiendo que el funcionamiento del convertidor se haya estabilizado. B. Anexo 2: Cálculos para el diseño del convertidor Bidireccion DC-DC Teniendo en cuenta las especificaciones del convertidor Bidireccional DC-DC nombradas en el capítulo IV.B 1) Diseño de la Bobina Para hallar el valor de la inductancia de entrada L 1, se debe tener en cuenta la corriente promedio de entrada I A como se ve en la Fig 4. De esta ecuación se puede desprender la siguiente ecuación: 42

49 Donde es la cantidad de rizado que debe soportar la batería, es el tiempo en un ciclo durante el cual esta encendido el interruptor 2 [7], de esto se obtiene que: Por lo tanto con el valor de rizado escogido de. se obtiene un valor de inductancia Una vez obtenido el valor de inductancia deseado, se empieza con la construcción de esta; se hace el mismo procedimiento que en la construcción de la inductancia del convertidor Buck; como la cantidad de corriente máxima es la misma que la que pasa por la inductancia del convertidor Buck (19 A) y la frecuencia de conmutación es la misma (50 khz), se escoge el mismo tipo de núcleo, material y calibre del cable. a) Número mínimo de vueltas Para hallar el número mínimo de vueltas se utiliza la siguiente ecuación: Ya se conocen los valores de y, del procedimiento anterior, con esto se puede calcular b) Cálculo del GAP: Conocido el tamaño del núcleo y el calibre del cable, se deben dar 39 vueltas al núcleo, con este número de vueltas se asegura que la bobina nunca entre en saturación, pero para lograr el valor de inductancia deseado debemos añadirle un gap a la bobina, por tanto se debe calcular el ancho del gap para lograr el valor de inductancia requerido. 2) Dimensionamiento del tranformador El transformador posee tres funciones importantes en este convertidor DC-DC, es el elemento que provee el aislamiento entre primario y secundario, es el elemento que se encarga de elevar el voltaje y la inductancia de fugaz L s que este posee, es la que se encarga del almacenamiento y transferencia de energía en el sistema [7]. Dado que el sistema que va conectado a la salida de alto voltaje del convertidor, es un inversor, la relación de transformación se ha elegido de 1:10 debido a que el voltaje mínimo de la batería es 10.5 V, por lo tanto con este voltaje y esta relación de transformación tendríamos un voltaje de salida de 210 V, suficiente para asegurar el correcto funcionamiento del inversor. Las especificaciones del sistema indican que el sistema es de 200 W de potencia y una frecuencia de conmutación de 50 khz, con esta información podemos escoger el núcleo donde se elabora el transformador, debido a que las condiciones del sistema para el diseño de la inductancia L 1 se mantienen. Se ha escogido el mismo núcleo para elaborar el transformador, ya que anteriormente se ha probado el funcionamiento idóneo de este bajo las condiciones anteriormente nombradas. 43

50 a) Número mínimo de vueltas en primario Para hallar el número mínimo de vueltas en el primario del transformador utilizamos [10] b) Diámetro del cable: Para calcular el calibre del cable para bobinar el primario se toma una densidad de corriente igual, esto debido a que se realiza el bobinado con cable de LITZ. Sabemos que la corriente máxima es de. El calibre del cable debe ser AWG 8 o equivalente. Para calcular el calibre del cable para bobinar el secundario se toma una densidad de corriente igual, esto implica que: J Densidad de corriente Si Sabemos que la corriente máxima es de. El calibre del cable debe ser AWG 14 o equivalente. c) Cálculo inductancia de fugas. Para hallar el valor de la inductancia de fugaz se asume que en el convertidor DC-DC se tiene un ciclo útil constante (50%) y una frecuencia de conmutación constante (50 khz), si se cumple esto se puede asegurar que: Siendo la potencia de salida del convertidor, el voltaje de entrada, frecuencia angular de conmutación del convertidor, inductancia de fugaz y ángulo en radianes donde se alcanza la máxima potencia, para este caso se desea que la máxima potencia del convertidor sea alcanzado en el máximo ángulo posible es decir. Si se desea ver el desarrollo completo de esta ecuación se puede ver en [7]. Se asume el voltaje de la batería en el peor caso es decir 10.5 V, de esto se obtiene que el valor de la inductancia de fugaz debe ser: 44

51 3) Dimensionamientode los interruptores Para el dimensionamiento de los MOSFET se debe tener en cuenta que se deben usar dos tipos de MOSFET distintos, unos para el lado de bajo voltaje y otros para el lado de alto voltaje. Para escoger los MOSFET se deben tener en cuenta tres aspectos: la frecuencia de conmutación, el voltaje pico y la corriente pico, donde los valores son: El desarrollo de las ecuaciones en detalle se puede observar en [7] y los valores del secundario se obtienen de manera similar, pero con el circuito referido al secundario, por lo tanto: De esta manera para el primario se ha elegido el MOSFET IRF2807 de International Rectifier, este tiene un de 75 V, una de 82 A y una de 13mΩ, sus tiempos de encendido y apagado son mucho menores que los tiempos de conmutación del convertidor. Para dimensionar los disipadores de los MOSFET se tiene que: Ahora se calcula la potencia que se disipa en el encendido y apagado del MOSFET. La potencia total del MOSFET es: Ahora tomamos de la hoja de especificaciones los datos de la temperatura de juntura y la resistencia de la junction to case, asumimos una temperatura ambiente de 50 C, con esto obtenemos: 45

52 Para el secundario se ha elegido el MOSFET SPP21N50C3 de Infineon Technologies, este tiene un de 560 V, una de 21 A y una de 190mΩ, sus tiempos de encendido y apagado son mucho menores que los tiempos de conmutación del convertidor, para dimensionar los disipadores de los MOSFET se tiene que: Ahora se calcula la potencia que se disipa en el encendido y apagado del MOSFET. La potencia total del MOSFET es: Ahora tomamos de la hoja de especificaciones os datos de la temperatura de juntura y la resistencia de la junction to case, asumimos una temperatura ambiente de 50 C, con esto obtenemos: Con estos valores se toma un manual de fabricante de disipadores y se busca un disipador para el empaque del MOSFET, que en estos casos es TO-220, el valor más cercano por abajo del valor obtenido anteriormente, este es el disipador adecuado para cada MOSFET. 4) Dimensionamiento de los Condensadores Para el dimensionamiento de los condensadores se deben tener en cuenta el voltaje pico y la corriente pico, los valores de corriente pico fueron hallados anteriormente y los valores de voltaje pico son iguales al V in en primario y en el secundario, por tanto los valores son: a) Primario: b) Secundario: 5) Drivers y sensores En el convertidor DC-DC se utiliza un driver con transformadores de pulsos que permite conmutar los MOSFET, gracias a que el ciclo útil es constante alrededor del 50%. El driver que se va utilizar es un L6390 de STMicroelectronics y los trasformadores de pulsos son los P0584 de Pulse Electronics, estos se usan en la configuración de la Fig. 56: 46

53 U3 100n P0584NL D1N n VCC DSPout1 R 10u 100n U10 9 GND OP+ 10 OPout CP+ OP- LVG 11 DT NC VCC NC1 14 HIN OUT SD HVG LINBOOT L6390 VCC DSPout1 100n U P0584NL 10 D1N4148 DSPout2 Fig. 56: Configuración del driver L6390. Como vemos en la figura Fig. 56, el driver L6390 tiene dos condensadores de desacople entre los pines 4 y 8, para las fuentes de alimentación, tiene una señal DSPout1, que es la señal de PWM y va conectada a los pines 1 y 3, además en el pin 5 tiene un circuito RC el cual sirve para ajustar el tiempo muerto entre las señales de salida, también cuenta con otra señal lógica DSPout2 conectada al pin 2, que sirve para apagar los dos MOSFET al tiempo con una señal proveniente del DSP, cuando el usuario lo indique, en la salida baja y alta van conectados dos condensadores de desacople y estos van conectados a la entrada de los transformadores de pulsos, para evitar que estos se saturen. Los transformadores entregan una señal que varía entre +15 V y -15 V, y que van conectadas al gate y source de cada interruptor. Además de la configuración del driver mencionada anteriormente, se utilizan dos tipos de sensores. El primero es un sensor de corriente que nos permitirá medir la corriente de la batería, teniendo en cuenta que este convertidor es el que regulará la carga y descarga de la misma. Para implementar este sensor utilizamos un LA 25-NP de LEM, la configuración utilizada se muestra en la Fig. 57: Inductancia Entrada Corriente bateria LA25-NP In6 In1 In7 In2 In8 In3 In9 In4 In10 In5 Out Vcc+ Vcc V -15V 12k Rsense LA25-NP 12k C34 1u VCCD Fig. 57: Sensor de corriente Convertidor DC-DC. 0 El sensor funciona con +Fuente y Fuente, va conectado entre la batería y la salida positiva del convertidor Buck; en el pin 11 se conecta una resistencia de sensado a tierra y obtenemos nuestros valores de medida en el pin 11 como indica Fig. 57, la resistencia de sensado es calculada de tal manera que a corriente máxima, el voltaje de sensado en el pin 11 sea cercano 5V. La relación de transformación 47

54 V- 4 V+ 8 escogida es de 1:1000, la corriente máxima es de 20 A por tanto la corriente máxima sobre la resistencia de sensado es, deseamos que a esta corriente el voltaje sea 5V, entonces deberíamos tener, por tanto esta será la resistencia de sensado. Ya que el convertidor es bidireccional la corriente puede cambiar de sentido, aunque el sensor puede medir corriente en ambos sentidos, los valores son negativos en uno de los casos, por eso se implementa un senillo divisor de voltaje que coloca el 0 V en 2.5 V y así todos los valores del sensor puedan ser leídos por el DSP. El segundo sensor, es un OPA2350 de Texas Instruments, este es un operacional rail to rail, alimentado con 5V y en el implementamos una configuración que nos permite hacer un divisor de voltaje, tener a la salida una señal del voltaje máximo de 5V referido a la tierra del DSP, la configuración es la siguiente: 10k 30k VCC BATERIA 30k 10k OPA OUT 0 1u DSPin2 0 Fig. 58: Sensor de voltaje convertidor DC-DC. Como vemos en la Fig. 58, se toma la muestra de voltaje de la batería, de ahí la señal entra al operacional que permite dividir la señal de entrada por 3, este valor se debe a que se toma como valor máximo de voltaje de la batería 13.7V. Con estos dos sensores se pueden obtener las señales de corriente y voltaje entregadas por la batería, para la implementación del control de carga y descarga de la batería en el DSP. 0 C. Anexo3: Cálculos para el diseño del Inversor en puente H Dadas las especificaciones del inversor nombradas en el capítulo IV.C se tiene que: 1) Diseño del filtro LC El inversor en puente H, utiliza un filtro LC a la salida el cual se calcula de la siguiente manera: 48

55 Una vez obtenida la resistencia de salida se puede despejar los valores de L y C teniendo en cuenta que: y Siendo la frecuencia de corte del filtro y la impedancia de salida del filtro, se desea que el filtro tenga una frecuencia de corte de dos décadas menor a la frecuencia de conmutación y que el filtro tenga un comportamiento subamortiguado, es decir su impedancia de salida debe ser menor a dos veces la resistencia de salida del filtro, ente caso se ha elegido que sea 10 veces menor, para que se cumplan estas condiciones se debe hacer que: y Conocidos los valores de y R out se tiene un sistema de ecuaciones, de 2 ecuaciones con dos incógnitas, que al resolverlo se obtiene como resultado que: 2) Diseño inductancia: Una vez obtenido el valor de inductancia se debe definir el núcleo que se utiliza, el calibre del cable y la longitud del gap necesaria. y a) Nucleo El núcleo debe resistir la potencia del sistema ( ) y la frecuencia de conmutación del convertidor ( ). Como ya se ha visto anteriormente el material 3F3 es una muy buen opción para la potencia y frecuencia del sistema y el tamaño definido para el núcleo es el ETD59. b) Número mínimo de vueltas Para hallar el número mínimo de vueltas se utiliza la siguiente ecuación: Donde L es el valor de la inductancia, es la corriente máxima sobre la bobina, es el área efectiva del núcleo dada por la hoja de especificaciones del fabricante ( ) y es la densidad de flujo máxima del núcleo y su valor aproximado como se vio anteriormente es. Para obtener el valor de la corriente pico máxima sobre la bobina: c) Calibre del cable: Para calcular el calibre del cable para bobinar se toma una densidad de corriente igual, esto implica que: J Densidad de corriente Si 49

56 Sabemos que la corriente máxima es de. El calibre del cable debe ser AWG 18 o equivalente. d) Calculo del GAP: Dado el tamaño del núcleo y el calibre del cable, se debe añadir gap para lograr el valor de inductancia, por tanto se debe calcular el ancho del gap. 3) Dimensionamiento Condensador El condensador del filtro de salida, debe ser un condensador que soporte como mínimo 200 V ac y tenga un valor de 10 µf; por tanto se ha elegido un condensador de marca DISPROEL de 10 µf a 250 V ac y 60 Hz. 4) Dimensionamiento de los interruptores Para el Inversor se ha elegido el MOSFET SPP21N50C3 de Infineon Technologies, este tiene un de 560 V, una de 21 A y una de 190mΩ, sus tiempos de encendido y apagado son mucho menores que los tiempos de conmutación del convertidor, para dimensionar los disipadores de los MOSFET se tiene que la corriente promedio sobre el puente es:, pero la corriente sobre el puente no es una corriente constante, sino que es una corriente con forma sinusoidal y del doble de frecuencia de la salida es decir 120 Hz; por tanto la máxima corriente pico es: Ahora se calcula la potencia que se disipa en el encendido y apagado del MOSFET. La potencia total del MOSFET es: Ahora tomamos de la hoja de especificaciones los datos de la temperatura de juntura y la resistencia de la junction to case, asumimos una temperatura ambiente de 50 C, con esto obtenemos: 50

57 Vout+ Vout+ Vin- Vout- Vout- Vin- Con estos valores se toma un manual de fabricante de disipadores y se busca un disipador para el empaque del MOSFET, que en estos casos es TO-220, el valor más cercano por abajo del valor obtenido anteriormente, este es el disipador adecuado para cada MOSFET. 5) Drivers y sensores En el inversor se utiliza un driver con optoacoplador que permite conmutar los MOSFET, el driver que se va utilizar es un L6390 de STMicroelectronics y el optoacoplador es el HCPL3180 de AVAGO Technologies, estos se usan en la siguiente configuración: C40 1u VCCD U3 NDY1212C Vin+ Vin+ U20 DSPout1 VCCD R 100n C 1u DSPout1 VCCD U11 16 LINBOOT SD HVG HIN OUT 13 VCC NC1 DT NC 12 OP- LVG OPout CP+ 9 GND OP+ L6390 1k 1k HCPL3180 U VCCD 100n 100n R8 10 D1N4148 R9 10 SPP21N50C3 SPP21N50C3 DSPout2 HCPL3180 D6 D1N4148 Fig. 59: Configuración driver L6390 para Inversor. Como vemos en la Fig. 59, tenemos el driver L6390, este tiene dos condensadores de desacople entre los pines 4 y 8, tiene una señal DSPout1, que es la señal de PWM y va conectada a los pines 1 y 3, además en el pin 5 tiene un circuito RC el cual sirve para ajustar el tiempo muerto entre las señales de salida, también cuenta con otra señal lógica DSPout2 conectada al pin 2, que sirve para apagar los dos MOSFET al tiempo con una señal proveniente del DSP cunado el usuario lo indique, en la salida baja y alta van conectadas dos resistencias que se encargan de encender los optoacopladores, estos dan aislamiento a la parte de control de la parte de potencia y entregan una señal que va entre 0 V y +15 V, el optoacoplador superior se alimenta con una fuente flotante para poder encender el MOSFET de la parte de arriba. Además de la configuración del driver mencionada anteriormente, se utilizan tres tipos de sensores. El primero es un sensor de corriente que nos permitirá medir la corriente de salida del inversor, para implementar este sensor utilizamos un LA 25-NP de LEM, la configuración utilizada es: 51

58 V- 4 7 V+ 8 6 LA25-NP1 Salida Filtro +15V -15V In1 In6 In2 In7 In3 In8 In4 In9 In5 In10 Out Vcc+ Vcc Carga Rsense LA25-NP 20k DSPin1 20k Fig. 60: Sensor de corriente del Inversor. El sensor funciona con +Fuente y Fuente, va conectado la salida del filtro LC y la carga; en el pin 11 se conecta una resistencia de sensado a tierra y obtenemos nuestros valores de medida en el pin 11 como indica la figura 6, la resistencia de sensado es calculada de tal manera que a corriente máxima, el voltaje de sensado en el pin 11 sea cercano 5V. La relación de transformación escogida es de 5:1000, la corriente máxima es de 2.34 A por tanto la corriente máxima sobre la resistencia de sensado es, deseamos que a esta corriente el voltaje sea 5V, entonces deberíamos tener, por tanto esta será la resistencia de sensado. Se utiliza un divisor de voltaje como en el caso del sensor de corriente del convertidor DC-DC. El segundo sensor y tercer sensor, es un OPA2350 de Texas Instruments, este es un operacional rail to rail, alimentado con 5V y en el implementamos una configuración que nos permite hacer un divisor de voltaje, tener a la salida una señal del voltaje máximo de 5V referido a la tierra del DSP, la configuración es la siguiente: +5V 1k Transf ormador 0 100k Condensador In 56k 56k 1k VCC OPA OUT LINEA 120Vac DSPin2 10u k 180k k VCC 8 V+ OPA OUT - 4 V- 0 1k 1u DSPin3 0 0 Fig. 61: Sensores de voltaje del inversor. 0 0 Como se ve en la Fig. 61, se toma la muestra de voltaje del condensador de entrada del inversor C in, de ahí la señal entra al operacional que permite dividir la señal de entrada por 56, este valor se debe a que se toma como valor máximo de voltaje del panel como 274V. El otro sensor de voltaje se compone de un transformador M-502, que permite reducir el voltaje de 120 V rms a 6 V rms, además de dar aislamiento al sensado de voltaje con la línea, después la señal entra al operacional que tiene una configuración que permite reducir de 8.5 V pico a 5 V pico. Con estos tres sensores se pueden obtener las señales de corriente entregada por el inversor y los voltajes del condensador de entrada y la línea, para la implementación del control en el DSP que hace que el sistema entregue o reciba energía de la línea. D. Control del sistema El control del sistema se realiza en el DSP de Microship de referencia dspic30f4013, con una frecuencia de conmutación del sistema de 50 khz. 52

59 Para el control del convertidor Buck, se toman las muestras de corriente del módulo solar y voltaje del módulo solar, con estas muestras se implementa el algoritmo de MPPT con un periodo de 6 s. Para el control del convertidor DC-DC bidireccional, se toman muestras de corriente sobre la batería, voltaje sobre la batería, y la corriente del módulo solar, estas muestras se toman cada por el convertidor analógico digital del DSP y se implementa el control que permite la correcta carga y descarga de la batería. Para el control del inversor en puente H, se toman muestras de corriente de salida del inversor, voltaje de salida del inversor, y el voltaje de entrada del inversor, estas muestras se toman cada por el convertidor analógico digital del DSP y se implementa el control que permite entregar energía a la línea. A continuación se muestra el código empleado en el sistema: /*CONTROL DSP PARA SISTEMA FOTOVOLTAICO Funcionalidades_ -MPPT Convertidor Buck -Control de corriente y voltaje para carga de bateria -Contro Inversor */ #include <p30f4013.h> #include <timer.h> #include <adc12.h> int T_sample; // tiempo de muestro int count1; // contadores para retardo. extern int adc_reg[16]; double modpwm[73]; float Voltaje_panel; double Fase; double Fasep=0; double Fasen=0; double Corriente_panel; double Corriente_bateria; double Voltaje_bateria; double Bandera_bateria=2; double Potencia; double Duty; double Duty_I=0.40; double cambio; double PotenciaP=0.01; double Potencia_Prev=0.01; double Voltaje_panelP; double Voltaje_panel_Prev; double Periodomppt=160; double Count=0; double DP=0; double i=0; int p=0; double c=0; double medida2 = 0; double medida11 = 0; 53

60 double DD = 150; //********** *************PROTOTIPO DE FUNCIONES *********************** //void ADC_Init(void); //void attribute (( interrupt )) _ADCInterrupt(void); void adc_init(void); void Timer2(void); void configpwm(void); //*********************** PROGRAMA PRINCIPAL ************************** int main (void) { //TRISB = 0xFFFF; TRISD=0x0000; TRISF=0x0000; TRISBbits.TRISB12=1; TRISBbits.TRISB11=1; TRISBbits.TRISB10=1; //TRISBbits.TRISB9=1; /*TRISBbits.TRISB8=1; // RB9 entrada TRISDbits.TRISD9=0;*/ TRISDbits.TRISD8=0; //Port B como entrada // pueto D como salida // pueto F como salida // RB12 entrada // RB11 entrada // RB10 entrada // RD9 salida PORTDbits.RD8= 0; Timer2(); configpwm(); OSCCON=0x3200; T_sample=1; count1=1000; Duty = Duty_I; // oscilador primario HS, oscilador secundario LPRC //variable para muestreo ADC(mirar funcion adc.c) //variable para muestreo ADC(mirar funcion adc.c) //Ciclo Util Inicial while (1) { // repeat continuously Fase = adc_reg[2]* ; if (Fase < 2.5){ Fasen = 80-(Fase*32); Fasep = 0; OC3R=0 + Fasen; OC3RS = Fasen; OC2R=0; OC2RS=160; //Fase }else{ Fasep = (Fase*32)-80; Fasen = 0; OC2R=0 + Fasep; OC2RS=160 + Fasep; OC3R=0; OC3RS = 160; 54

61 } //*****Inversor***** modpwm[0]=160;modpwm[1]=171;modpwm[2]=182;modpwm[3]=193;modpwm[4]=203;modpwm[ 5]=213;modpwm[6]=223;modpwm[7]=233;modpwm[8]=241;modpwm[9]=250;modpwm[10]=257;modpwm [11]=264;modpwm[12]=270;modpwm[13]=275;modpwm[14]=280;modpwm[15]=283;modpwm[16]=286;m odpwm[17]=287;modpwm[18]=288;modpwm[19]=289;modpwm[20]=287;modpwm[21]=284;modpwm[22]= 281;modpwm[23]=277;modpwm[24]=273;modpwm[25]=267;modpwm[26]=261;modpwm[27]=253;modpw m[28]=246;modpwm[29]=237;modpwm[30]=228;modpwm[31]=218;modpwm[32]=208;modpwm[33]=198; modpwm[34]=187;modpwm[35]=177;modpwm[36]=166;modpwm[37]=155;modpwm[38]=144;mo dpwm[39]=133;modpwm[40]=122;modpwm[41]=112;modpwm[42]=102;modpwm[43]=92;modpwm[44]=83 ;modpwm[45]=75;modpwm[46]=67;modpwm[47]=59;modpwm[48]=53;modpwm[49]=47;modpwm[50]=43; modpwm[51]=39;modpwm[52]=36;modpwm[53]=33;modpwm[54]=32;modpwm[55]=31;modpwm[56]=33; modpwm[57]=34;modpwm[58]=37;modpwm[59]=40;modpwm[60]=45;modpwm[61]=50;modpwm[62]=56; modpwm[63]=63;modpwm[64]=70;modpwm[65]=79;modpwm[66]=87;modpwm[67]=97;modpwm[68]=107 ;modpwm[69]=117;modpwm[70]=127;modpwm[71]=138;modpwm[72]=149; if(c==2){ PORTDbits.RD8= 1; c=0; DD = modpwm[p]; OC1RS = DD; if( p==72){ p=0; } p=p+1; } c=c+1; //*****Control de carga y descarga de la bateria***** /* Voltaje_bateria=adc_reg[5]*8.2* ; //Voltaje de la bateria Corriente_bateria = adc_reg[??]* * ; //Corriente de la bateria if (Voltaje_bateria >= 13.7 Bandera_bateria == 1){ Bandera_bateria = 1; OC3R=0; OC3RS = 160; OC2R=20; OC2RS=180; } if (Voltaje_bateria <= 10.5 Bandera_bateria == 2){ Bandera_bateria = 2; OC3R=0; OC3RS = 160; OC2R=0; OC2RS=160; }*/ //*************************MPPT********************** Count = Count + 1; //Contador para definir tiempo de muestreo e implementacion del MPPT PORTDbits.RD9= 0; if (Count == 30000){ //Cunado el contador llegue a cierto tiempo inicial el MPPT adc_init(); PORTDbits.RD9= 1; Count = 0; //Reinicio del contador Voltaje_panel=adc_reg[0]*8.2* ; //Voltaje del panel Corriente_panel = adc_reg[1]* * ; //Corriente del panel //medida2 = adc_reg[2]* ; Potencia = Voltaje_panel * Corriente_panel; //Potencia del panel 55

62 cambio = 0.008; PotenciaP = Potencia_Prev; DP = Potencia-PotenciaP; Voltaje_panelP = Voltaje_panel_Prev; //Tasa de cambio del ciclo util //Variable de almacenamiento para guardar la potencia del panel //Variable de almacenamiento para guardar el voltaje del panel //Toma de muestras del ADC if (DP <= 0.5 && DP >= -0.5){ //Condicion para comparar la potencia anterior con la potencia actual; si son iguales se llega al MPPT por tanto no hace nada }else{ //Si no son iguales entra al ciclo para encontrara MPPT if (Duty > 0.1 && Duty < 0.95){ //Condicion verifica q el ciclo until no este cercano a 0 o 1 para evitar cortos if (Potencia>PotenciaP){ //Comparacion entre potencia anterior y potencia actual if (Voltaje_panel>=Voltaje_panelP){ //Comparacion entre voltage panel anterior y voltage panel actual Duty = Duty + cambio; //Si potencia y voltage actual son mayores q potencia y voltage anteriores, ciclo util disminuye }else{ //Si potencia es mayor q potencia anterior, pero voltage actual es menor que el anteriror Duty = Duty - cambio; //Ciclo util aumenta } }else{ //Si potencia es menor q potencia anterior if (Voltaje_panel>=(Voltaje_panelP)){ //voltage actual es mayor que el anteriror Duty = Duty - cambio; //Ciclo util aumenta }else{ //voltage actual es menor que el anteriror Duty = Duty + cambio; //Ciclo util disminuye } } }else{ //Si ciclo util cercano a 0 o 1 Duty = 0.5; } Potencia_Prev = Potencia; Voltaje_panel_Prev = Voltaje_panel; Periodomppt = 320*Duty; OC4RS = Periodomppt; //Ciclo util=70% //Potencia anterior igual potencia actual //Voltaje anterior igual voltaje actual //Escalizacion del cicli util para el PWM //Asignacion del Ciclo util al PWM } //Fin MPPT } //Fin ciclo Contador //***********************END MPPT********************** } } // ******************** Configura el Timer2 *********************** void Timer2(void){ PR2=320; T2CON=T2_ON & T2_32BIT_MODE_OFF & T2_IDLE_STOP & T2_GATE_OFF & T2_PS_1_1 & T2_SOURCE_INT; } // ******************** Configura los PWM *********************** void configpwm(void){ OC1CONbits.OCM=0X5; OC1R=0; OC1RS = 160; OC2CONbits.OCM=0X5; OC2R=12; OC2RS=172; OC3CONbits.OCM=0X5; OC3R=0; OC3RS = 160; OC4CONbits.OCM=0X5; OC4R=0; OC4RS = Periodomppt; } 56

63 Cabe anotar que el control del inversor en puente H se hizo mediante una tabla ya que no se alcanzó a probar el sistema interconectado a la línea. E. Circuitos impresos de los tres módulos 1) Convertidor Buck 2) Convertidor DC-DC bidireccional: Fig. 62: Circuito impreso Convertidor Buck. 3) Inversor en puente H Fig. 63: Circuito impreso convertidor bidireccional. 57

64 Fig. 64: Circuito impreso del inversor. 58