CAPITULO 2. ANTENAS E INSTRUMENTOS DE MEDIDA

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1 CAPITULO 2. ANTENAS E INSTRUMENTOS DE MEDIDA INTRODUCCIÓN Las antenas son un tipo muy particular de circuitos cuya misión más importante es generar ondas de radiación con alto rendimiento. Además tienen, en muchos casos, la posibilidad de dirigir esa radiación en una dirección o direcciones preferentes. En los tres primeros apartados de este capítulo se introduce al funcionamiento y caracterización de una antena. Dedicamos una parte final a una descripción de los tipos más frecuentes de antenas 2.1 CAMPOS DE RADIACIÓN DE UNA ANTENA CAMPO LEJANO Si partimos de la idea de que todo elemento de corriente variable en el tiempo genera una onda radiada, cualquier circuito eléctrico produce una radiación electromagnética. Normalmente, en circuitos electrónicos de informática, control o comunicaciones, esa radiación es muy pequeña. Las antenas son circuitos diseñados para conseguir una fuerte radiación, de forma que la mayor parte de la potencia de entrada se traduce en una onda radiada. Para determinar la forma en que radia una antena debemos sumar todas las contribuciones de todos los elementos de corriente que forman la antena. Cuando consideramos la antena limitada a un cierto volumen y miramos el campo eléctrico que produce a una distancia grande, la forma de la onda generada se parece mucho a una onda esférica. En esta onda los frentes de fase son esferas centradas en el centro de la antena y la amplitud y la fase dependen de la distancia a la antena de la misma forma en todas las direcciones. La amplitud y fase pueden ser diferentes para cada dirección, pero el campo eléctrico es siempre perpendicular a la dirección de propagación, que es la del radio de la esfera. Estas condiciones son las que se denominan de Campo Lejano. La forma que puede tomar una antena es muy variada y estamos acostumbrados a ver antenas de hilos, como los monopolos y dipolos, antenas conectadas a guías de onda, como las bocinas, y antenas más complejas como las formadas por reflectores parabólicos. En cualquier caso, siempre encontramos un par de terminales o una conexión a una línea de transmisión que será la puerta de entrada a la antena. Cuando conectamos la antena a un generador sinusoidal a la frecuencia «f», se puede escribir el campo eléctrico radiado por una antena de la forma general siguiente:

2 Figura 2.1 Antena dipolo en el eje Z del sistema de Coordenadas Las variables (r, θ, y Ф) son las coordenadas esféricas referidas a un sistema de coordenadas en el que antena está aproximadamente en el centro. I 0 es la corriente de excitación o representa una magnitud proporcional a la excitación de la antena. F θ (θ, Ф) y F Ф (θ, Ф) son funciones complejas de los ángulos de dirección. k 0 =2πf/v 0 es el número de onda. En la Ecuación (2.1) se aprecian algunas de las condiciones mencionadas del campo lejano. El campo radiado es proporcional a la amplitud de la corriente de entrada, lo que implica una relación lineal entre ambas magnitudes. La onda se propaga según la coordenada radial, respecto de la que hay una atenuación de la forma (1 / r) y una variación de fase lineal de la forma (-k 0 r). El campo es perpendicular al vector radial ya que no tiene componente en el vector unitario r. La amplitud y fase relativas de las componentes de campo den variar para diferentes direcciones de propagación. Una magnitud de gran importancia en antenas es la densidad de potencia que la antena produce en un punto dado del espacio. La densidad de potencia corresponde al módulo del vector de Poynting, que en condiciones de campo lejano apunta siempre en la dirección del radio (r) y viene dado en módulo por: Donde n=120 π es la impedancia del vacío. A modo de ejemplo podemos ver el campo que radia un dipolo de media longitud de onda. Esta antena, muy frecuente en sistemas de comunicaciones, consiste en un hilo de media longitud de onda, conectad generador en su punto medio, tal como se muestra en la Figura 2.1. El campo radiado por un dipolo de λ / 2 es de la forma:

3 (2.3) Donde I 0 es la corriente de entrada y L es la longitud del dipolo que debe ser aproximadamente de media longitud de onda. Puede apreciarse en la ecuación anterior que la amplitud del campo es proporcional a la corriente de entrada. Sólo tenemos una componente vectorial y esta depende sólo de la coordenada angular de elevación (θ) Diagramas De Radiación Para ver la forma en que una antena radia y cuales son las direcciones preferentes de radiación, podemos eliminar de la Ecuación (2.1) la dependencia con el radio (r). Las dos funciones que dependen de los de dirección (θ y Ф), representan las componentes vectoriales del campo radiado. Lo normal es representar estas funciones normalizadas respecto del valor máximo, eliminando así la dependencia de la excitación. Tenemos dos funciones de dos variables, lo que resulta difícil de presentar de forma gráfica. En muchos casos, como hemos visto en el dipolo, la dependencia de los diagramas con una de las variables se ha perdido, o es poco importante. Incluso es posible que una de las componentes sea mucho más pequeña que la otra. Es frecuente representar la forma de variación de cada una de las componentes en función de una de las variables dejando constante la otra. Estas representaciones, ya sea en polares o en cartesianas, se denominan diagramas de radiación. En la mayor parte de los casos, para conseguir apreciar detalles de radiación en direcciones en que el campo radiado es pequeño, se utilizan unidades logarítmicas en lugar de las unidades lineales. Así, las funciones de campo normalizadas se pueden representar en db utilizando la conversión dada por: En la Figura 2.2 se presenta el diagrama en polares de una antena dipolo junto con una representación tridimensional del diagrama. Este tipo de representaciones es útil para hacerse una idea gráfica de la forma de radiación. Para la definición cuantitativa de la forma de radiación de la antena resulta más útil el diagrama cartesiano convencional. No siempre nos interesa representar directamente las componentes de campo en las direcciones de los vectores unitarios θ y Ф. Puede que sea otro vector de

4 polarización el que nos interese, como veremos en el apartado de polarización. Otras veces nos interesa representar sólo la densidad de potencia radiada en una dirección, lo que nos lleva a combinaciones de las funciones anteriores. Una de las funciones que resulta frecuente representar es el diagrama de potencia dado por: Dentro del diagrama de una antena suelen definirse algunos parámetros que nos describen su comportamiento y sobre todo permiten especificar su funcionamiento en un conjunto de valores numéricos reducido. Lo normal es que una antena se diseñe para concentrar la radiación en una dirección dada, y es para ese tipo de antenas para las que se suelen definir los siguientes parámetros: Dirección de apuntamiento (θ 0 y Ф 0 ). Dirección que corresponde al máximo de radiación de la antena. Haz principal o lóbulo principal. Margen angular correspondiente a la zona próxima al máximo y comprendido entre éste y los mínimos relativos que lo rodean. Figura 2.2. a) diagrama en esféricas de un dipolo en λ/2 (escala Lineal) b) Diagrama en polares (escala logarítmica)

5 Figura 2.3. Parámetros de un diagrama de radiación Anchura del haz principal entre puntos de -3 db (BW 3dB ). Margen angular entre las dos direcciones próximas al máximo principal cuya amplitud está 3 db por debajo del máximo. Nivel de lóbulos secundarios (SLL). El mayor de los máximos secundarios medido respecto al máximo principal, en db. Relación delante atrás (BLL). Relación en db de la radiación principal a la obtenida en la dirección opuesta. En la Figura 2.3 se presenta un diagrama directivo típico y se puede apreciar la forma de medir cada uno de estos parámetros. Es importante destacar que estos no son los únicos parámetros que definen un diagrama dado y que dependerá mucho del tipo de antena y la aplicación a que se dedique la lista de parámetros que la especifican. 2.2 POLARIZACIÓN, DIRECTIVIDAD, GANANCIA E IMPEDANCIA DE ANTENA Si nos fijamos en una dirección cualquiera (θ, Ф ) en la zona de campo lejano y expresamos el vector campo dado por la Ecuación (2.1) en función del tiempo obtenemos la siguiente expresión: Para un valor dado de la distancia r, el campo describe una elipse en el plano normal a la dirección de propagación (plano de polarización). La excentricidad y orientación de la elipse depende de la relación de amplitudes de las componentes de campo según los vectores unitarios ( F θ / F Ф ), y de la diferencia de fase entre ellas (α θ α Ф ). Si normalizamos el vector campo respecto de la amplitud eficaz,

6 podemos escribir (2.1) en función de un vector unitario ( e ) de polarización, de la siguiente forma: El vector unitario de polarización describe entonces la forma de variación en el tiempo del campo eléctrico en el plano normal a la dirección de propagación y es de módulo unidad (e. e * = 1). Puede ponerse como dos componentes lineales complejas de la forma: En la Figura 2.4 se presenta la forma general de variación de la amplitud y dirección del campo en el tiempo, donde se definen los parámetros más importantes de la elipse de polarización. Los parámetros más importantes que definen la elipse son los siguientes: La polarización de la onda puede reducirse a una polarización lineal cuando se cumple alguna de las condiciones siguientes:

7 Figura 2.4 Elipse de polarización. Que una de las componentes es nula. Entonces la polarización es lineal en la otra componente. Que la diferencia de fase entre ellas es cero o π radianes. La polarización es lineal formando un ángulo ( δ) con el vector unitario (Ф). La polarización es circular cuando ambas componentes poseen la misma amplitud y están en cuadratura, es decir, la diferencia de fases es α = ± πi2. El sentido de giro viene impuesto por el signo de la define siempre para una onda emitida por el observador, que se propaga según la dirección del vector que indica la dirección de propagación, llamado radiovector. Un parámetro de gran interés en la medida de polarización es la relación axial o relación entre los ejes mayor y menor de la elipse. La relación axial suele indicarse en db y viene dada por la expresión: La medida de polarización puede realizarse midiendo las componentes ortogonales del campo el midiendo directamente la relación axial. Esta última forma de medida está normalmente asociada a que miden la amplitud y en los que resulta muy difícil o imposible hacer medidas fiables de la relación entre las diferentes componentes del campo. En muchas ocasiones se desea conocer hasta qué punto la polarización de una antena se ajusta a una forma deseada. Por ejemplo, si la polarización deseada es lineal vertical, nos interesa saber cuál es la componente vertical del campo y cuál es la magnitud de la polarización horizontal. Cuando definimos una polarizacion

8 como la deseada ( e c ), siempre podemos encontrar la polarización contraria o más propiamente dicho, la polarización ortogonal a ella, que será la no deseada ( e x ), tal que e c. e * x = 0. Así, la polarización ortogonal a una polarización lineal (α = 0 o α = +- π ) es otra polarización lineal con el campo eléctrico perpendicular al de la primera. La polarización ortogonal a una polarización circular (α = π/2, A θ = A Ф ) es la otra polarizacion circular que gira en sentido opuesto (α = -π/2, A θ = A Ф ). Cualquier vector unitario de polarización puede descomponerse en dos componentes ortogonales. Los coeficientes asociados a esa descomposición se denominan componentes copolar (CP) y contrapolar (XP) respecto de la polarización deseada. La relación entre dichas componentes y su expresión en db es la forma mas frecuente de expresar hasta que punto la antena satisface la condición de polarización deseada Directividad, Ganancia De Antena E Impedancia De Antena Los diagramas de radiación nos dan una idea de niveles relativos de campo o de potencia que la antena radia en cada dirección. Para obtener una medida absoluta de la capacidad de la antena para concentrar la radiación en una dirección determinada respecto a las demás, se define la directividad. La directividad viene dada por cociente entre la densidad superficial de potencia radiada en una dirección dada y la que radiaría isotrópica con la misma potencia total radiada. Entendemos por antena isotrópica la que radia la misma densidad de potencia en todas las direcciones. La densidad de potencia de la antena isotrópica a una distancia <r>>puede obtenerse dividiendo la potencia radiada por la superficie de la esfera de radio «r» (s=4 π r 2 ) en función de los parámetros conocidos, la directividad se puede escribir como:

9 Puede apreciarse que la directividad es una función de los ángulos de dirección que toma la misma forma que el diagrama de potencia. Normalmente se llama «Directividad de una Antena» al valor máximo de la función directividad. lo que supone que la directividad de una antena es siempre superior a la unidad. La integral del denominador requiere conocer el campo radiado en todas las direcciones del espacio, lo que a veces es difícil de medir. Un parámetro similar a la directividad es la «Ganancia de Antena». En este caso la potencia de normalización no es la potencia radiada sino la potencia entregada a la antena en sus terminales. La relación entre ambas potencias es un factor de rendimiento (p), que dependerá de las pérdidas en componentes internos de la antena o en la corriente en los conductores que la forman, Cuando conectamos un generador o transmisor a una antena, la relación de tensión y corriente en los terminales de entrada permite modelar la antena como una impedancia compleja (Zα ). La potencia entregada a la antena dependerá fundamentalmente del generador y de los niveles de adaptación entre la impedancia del generador y la de la antena. La máxima transferencia de potencia entre el generador y la antena se produce cuando ambas impedancias son conjugadas entre sí (adaptación de impedancias). De acuerdo con la Figura 2.5, la potencia transferida del transmisor a la antena puede escribirse como: Donde: P 1 es la potencia disponible del generador (transmisor). Z α = R α + j X α es la impedancia de entrada a la antena. Z g = R g + j X g es la impedancia asociada al generador (impedancia de salida del transmisor). Γ α es el coeficiente de reflexión de la antena respecto a la impedancia del generador. Como ya hemos indicado, no toda la potencia entregada a la antena se traduce en potencia radiada. El cociente entre la potencia radiada y la entregada corresponde al rendimiento de radiación (p). De forma similar, la parte real de la impedancia de entrada de una antena puede dividirse en dos partes. La primera representa la potencia radiada por la antena, y se denomina resistencia de radiación (R rad ), mientras que la otra representa la potencia disipada por efecto Joule, y se denomina resistencia de pérdidas (R p ), ya sea en la superficie de los conductores

10 o en elementos disipativos propios del diseño de la antena. Podemos entonces expresar la resistencia de entrada y el rendimiento de radiación como: Figura 2.5. Circuito equivalente de antena en transmisión Caracterización De Una Antena En Recepción Reciprocidad Si aplicamos a una antena los principios de reciprocidad, el comportamiento de la antena en recepción está definido por su comportamiento en transmisión. En una antena dada, la tensión inducida en sus bornes de salida en circuito abierto será proporcional al campo eléctrico que llega a la antena. En este sentido la antena se comporta como un generador cuya impedancia interna es la misma que tiene la antena en transmisión. La tensión inducida en la antena depende de la dirección de llegada de la señal y de su polarización, de forma que se puede establecer un diagrama de recepción que será el mismo que el de transmisión. En cuanto a la polarización, la condición de máxima tensión se obtiene para el caso en que la polarización del campo recibido sea la misma que la que produce la antena en transmisión. De esta forma la tensión que el campo eléctrico induce en los terminales de la antena se puede escribir como: Donde: e 0 es el vector de polarización del campo incidente referido al sistema de coordenadas de la antena receptora. E 0 es la amplitud y fase de dicho campo en el centro nominal de la antena. λ es la longitud de onda. n 0 =120π es la impedancia característica del vacío.

11 e (θ, Ф) es el vector unitario de polarización de la antena receptora en la dirección de recepción. F(θ, Ф), es el diagrama de radiación en transmisión para una corriente de entrada de 1A. Tanto el vector de polarización como el diagrama de radiación vienen determinados por el comportamiento de la antena en transmisión, de forma que podemos obtener los parámetros en transmisión y determinar en función de ellos los de recepción Pérdidas Por Desacoplo De Polarización Se denomina factor de pérdidas por polarización al producto escalar del vector de polarización del campo incidente y el vector de polarización de la antena receptora. Normalmente se define ese factor en potencia, con lo que nos solemos referir al cuadrado del módulo del producto indicado. Esta magnitud puede tomar valores entre cero y uno. Cuando ambas polarizaciones son iguales el acoplamiento es máximo y cuando son ortogonales el acoplamiento es nulo. Hay que tener en cuenta que la formulación de ambos vectores debe realizarse sobre el mismo sistema de coordenadas, por lo que necesariamente uno de ellos (el del campo recibido) no se define sobre el sistema de coordenadas del transmisor, sino respecto de la antena receptora. Esa es la razón por la que no se aplica el conjugado a uno de los vectores en el cálculo del factor de pérdidas de polarización. Es frecuente definir este factor de pérdidas en decibelios Área Equivalente De Absorción En recepción se define el área equivalente de absorción como el cociente entre la potencia recibida y la densidad superficial de potencia del campo incidente. Este parámetro representa el área de una superficie plana que puesta normal al vector de Poynting incidente, recogiese toda la potencia del campo que incide sobre ella. De esta forma la potencia que la antena receptora puede dar a una carga adaptada o potencia disponible P dis viene dada por el producto del área equivalente de absorción A e por el vector de Poynting incidente

12 Figura 2.6. Circuito equivalente de recepción. Por supuesto, la potencia recibida depende de la dirección de llegada de la señal y por tanto el área equivalente depende de las coordenadas esféricas de dirección. En todo este razonamiento se supone una adaptación perfecta de polarización. Si aplicamos los principios de reciprocidad, se puede obtener una relación entre el área equivalente de una antena y su ganancia. Igual que ocurre con la ganancia, se suele especificar como área equivalente de una antena el valor en la dirección de máxima radiación. Como veremos más adelante, en antenas de grandes dimensiones en longitudes de onda, como las antenas de apertura o las agrupaciones de antenas, el área equivalente está íntimamente asociada a la superficie real de la antena. De hecho, puede definirse un rendimiento de apertura como la relación entre el área equivalente de la antena y la superficie física que cubre, La antena se puede representar en recepción como un generador equivalente cuya impedancia interna es la impedancia de antena y cuyo generador asociado tiene una tensión dada por (2.19). La potencia realmente entregada a la carga dependerá de los niveles de adaptación entre la impedancia de carga y de antena, tal como se presenta en la Figura 2.6. Donde: P r es la potencia entregada al receptor. P dis es la potencia disponible en los terminales de la antena. Z L = R L + jx L es la impedancia de carga (impedancia de entrada al receptor).

13 Γ L es el coeficiente de reflexión de la carga respecto a la impedancia de antena Ecuación De Transmisión De Friis Para determinar la potencia recibida en un enlace por radio debemos tener en cuenta la antena transmisora, la antena receptora y el espacio que las separa. Si admitimos que la antena receptora está lejos de la transmisora, podemos considerar el campo lejano radiado por la antena transmisora como campo incidente en la antena receptora. De esta forma obtenemos la potencia recibida combinando las Ecuaciones (2.16) a (2.21) como: Las pérdidas de enlace, obtenidas como cociente entre la potencia recibida y la potencia de transmisión, se pueden descomponer en un conjunto de factores que se identifican con los diferentes elementos del enlace. Las pérdidas de propagación en espacio libre representan el proceso de expansión de la onda esférica, de forma que la densidad superficial de potencia disminuye conforme aumenta la superficie esférica en la que se expande. La dependencia con la frecuencia de este factor hace pensar en mayores pérdidas para frecuencias más altas. Esta tendencia se compensa con la ganancia de las antenas. En frecuencias altas la ganancia de una antena puede ser mucho mayor que en frecuencias bajas, siendo aproximadamente proporcional al cuadrado de la frecuencia a igualdad de dimensiones geométricas. Esta proporción compensa con creces el factor de pérdidas por espacio libre. Las pérdidas de polarización y de desadaptación suponen siempre una reducción en la potencia máxima de recepción.

14 2.2.4 Medida De Diagramas.Campo Lejano En un campo de medida de antenas se establece un enlace entre un transmisor y un receptor y se mide la relación de potencia transmitida a recibida (pérdidas de transmisión). Conociendo las dimensiones del enlace y los parámetros de una de las antenas, podemos determinar los parámetros de la otra antena. La antena bajo medida puede trabajar tanto en transmisión como en recepción. Normalmente se trabaja con las antenas en recepción, pero sólo en antenas activas es preceptivo trabajar en el modo para el que la antena esté diseñada. En adelante consideramos que la antena transmisora forma parte del campo de medida y genera en la zona de la antena a medir un frente de onda que debe ser plano y homogéneo (campo lejano). La medida del diagrama de antena se basa en situar la antena a medir en la zona de recepción y modificar su orientación anotando los valores de la potencia recibida o de las pérdidas en el enlace. La potencia obtenida es una función de la orientación de la antena (ángulos del sistema esférico), que forma la función del diagrama de potencia. Esta función suele normalizarse al valor máximo y se representa en db. Si consideramos un sistema formado por el transmisor y el receptor con la antena transmisora asociada al sistema de medida, podemos analizar el campo que se produce en la zona de recepción, donde se localiza la antena bajo medida. El campo en la zona de recepción difiere de una onda plana homogénea tanto en amplitud como en fase. La diferencia de fase se debe fundamentalmente a que la distancia entre transmisora y receptora está limitada y la onda será una onda esférica en lugar de ser una onda plana, tal como se muestra en la Figura 2.7. Figura 2.7. Limitaciones del campo lejano. Si tomamos como referencia de fase la del punto central del sistema, el error de fase en cualquier otro punto del plano de medida a una distancia «d» del punto central es la siguiente:

15 El error máximo de fase admitido en un sistema de medida dependerá de la precisión deseada en la medida de diagramas de radiación, sobre todo en la zona de los lóbulos secundarios. Normalmente se considera que el error máximo no debe superar el valor π/2, lo que supone una limitación en las dimensiones máximas de la antena bajo medida (L) dada por: El error de amplitud está asociado al diagrama de radiación de la antena transmisora. Normalmente la zona de medida se ilumina con el haz principal, con su máximo coincidiendo con el centro de dicha zona. El rizado en la zona de medida vendrá impuesto por el rizado del diagrama en el ángulo correspondiente junto con la mayor distancia al plano de medida. Este último efecto suele ser despreciable en situaciones normales. Como criterio general suele considerarse que el rizado de amplitud no debe superar 1dB. Esta condición limita la directividad máxima de la antena transmisora para un determinado campo de medida Medida De Polarización La medida de polarización de una antena depende mucho de las características de polarización esperadas para esa antena. Lo más frecuente es intentar establecer el nivel de la componente de polarización deseada y el nivel de la ortogonal a ella o no deseada. Como cualquier polarización puede descomponerse en dos componentes ortogonales, las magnitudes asociadas a la componente deseada (CP) y a la no deseada (XP) nos indican la calidad de la polarización. Por ejemplo, si la polarización establecida para una antena es lineal vertical, la ortogonal a ella es la polarización lineal horizontal y la relación polar/contrapolar, descrita por la Ecuación (2. 14), se obtiene con las medidas respectivas con una sonda de polarización vertical y horizontal. A veces no disponemos de sondas con la polarización adecuada para la medida de las componentes polar y contrapolar. Por ejemplo, cuando deseamos medir una polarización circular y sólo disponemos de sondas con polarización lineal. En este caso, la medida puede realizarse en las dos componentes lineales (vertical y horizontal) y determinar la elipse de polarización por cálculo aplicando las Ecuaciones (2.9) a (2.12). Este proceso requiere medir tanto la amplitud como la fase relativa de las antenas, lo que muchas veces resulta complicado o no nos ofrece la precisión requerida. Una forma de hacer la medida en polarización circular consiste en utilizar una sonda de polarización lineal giratoria.

16 Si la sonda gira a una velocidad grande comparada con la velocidad de giro del posicionador de antena, la potencia de salida oscilará entre un valor máximo y un valor mínimo que se corresponden con los ejes mayor y menor de la elipse de polarización. En esa medida la relación (diferencia en db) entre el máximo y el mínimo nos da la relación axial. La relación copolar/contrapolar en polarización circular corresponde a las componentes circular a izquierdas y a derechas, dependiendo de cual sea la deseada. La ecuación que nos permite pasar de la relación axial a la polar/contrapolar es la siguiente: Las magnitudes que intervienen en esta ecuación deben estar en la forma de factor y no en db Medida De Ganancia La medida de ganancia, a través de la medida de campo de radiación requiere una serie de medidas absolutas de potencia que pueden inducir a errores importantes o resultar incómodo si transmisor y receptor están alejados. La forma más frecuente de hacer la medida de ganancia es por comparación de la antena a medir con una antena patrón de ganancia conocida. En el caso de que no se disponga de una antena calibrada, se puede hacer una medida con tres antenas diferentes, siempre que estén acopladas en polarización o conozcamos las pérdidas de polarización asociadas al enlace Medida De Ganancia Por Comparación Con Una Antena Calibrada Cualquier antena puede calibrarse para hacer una medida de ganancia, aunque lo más normal es disponer de antenas de banda ancha con polarización lineal como antenas calibradas para la medida de ganancia. Las más habituales son las antenas logo-periódicas de dipolos en las frecuencias más bajas (hasta 1 o 2 GHz) y las antenas de bocina alimentadas con guía de onda en las frecuencias más altas. El proceso de medida consiste en calibrar el campo con la antena conocida en la misma posición que utilizaremos para la antena a medir. De acuerdo con la ecuación de transmisión (2.24), la potencia medida (P cal ) es directamente proporcional a la ganancia de la antena. Sustituyendo la antena patrón por la antena a medir, se obtiene una nueva medida de potencia (P med ), que será proporcional a la ganancia de la antena con la misma constante de proporcionalidad. Si las condiciones de medida no han variado, la relación entre las potencias medidas nos da la variación de la ganancia entre ambas antenas.

17 En este proceso de medida es necesario tener algunas precauciones para evitar errores de medida. Entre ellas, las más importantes son las siguientes: La polarización de ambas antenas debe ser la misma y normalmente con una buena adaptación entre las antenas patrón y sonda y entre la antena a medir y la sonda. De la Ecuación (2.24) se aprecia que cualquier discrepancia entre los factores de pérdidas por polarización de las antenas supone un error directo en la medida de ganancia. La distancia entre antenas debe ser la misma en ambos casos y estar en la zona de campo de radiación. En general es fácil asegurar que los errores por distancia son pequeños. Es más frecuente cometer errores por situarnos demasiado cerca, en una zona en que no se cumple la condición de campo lejano (2.32) para la antena patrón o para la antena a medir. Debe hacerse una medida de las pérdidas por desadaptación de impedancias de la antena a medir y de la antena patrón. Lo normal es que la antena patrón esté bien adaptada y tenga muy bajas pérdidas por esta causa, pero la antena a medir puede tener unas pérdidas importantes que además dependan mucho de la frecuencia Medida De Ganancia Con Tres Antenas Cuando no disponemos de una antena calibrada, podemos hacer una medida con dos antenas iguales y determinar el resto de los factores de la ecuación de Friis (2.24) por medidas directas de los parámetros (distancia entre antenas, frecuencia, niveles de adaptación y acoplo de polarización). Si no tenemos dos antenas iguales o no podemos asegurar que tengan la misma ganancia, puede realizarse una medida similar con tres antenas. En este caso es necesario realizar tres medidas, tomando las tres combinaciones posibles de dos de ellas, y formando el enlace de medida. Si conocemos los parámetros del campo los y los asociados a las pérdidas de las antenas (polarización y adaptación de impedancias), podemos escribir el siguiente sistema de ecuaciones:

18 Aunque el efecto de las pérdidas por desacoplo de polarización puede ser importante, normalmente se trabaja con la misma polarización para todas las antenas y se busca que estas pérdidas sean lo más bajas posible CAMPOS DE MEDIDA DE ANTENAS Cámaras Anecoicas El modelo de medida de antenas planteado en el apartado anterior se supone que no existe ningún objeto entre la antena transmisora y la receptora. La onda esférica que se genera en la antena transmisora no debe encontrar ningún obstáculo que perturbe la onda esférica en la zona de recepción. La situación más parecida a la de espacio libre es la que se obtiene mediante una cámara anecoica. Consiste en una sala en la que las paredes, el techo y el suelo están cubiertos de un material absorbente de radiaciones electromagnéticas. De esta forma la onda incidente en las paredes no genera reflexión alguna. El material absorbente está formado por conos de esponja de carbono, por placas de ferrita o por combinaciones de ambos. La calidad del material se caracteriza por su reflectividad para una onda de incidencia normal en función de la frecuencia. La reflectividad se define como el cociente entre la potencia de la onda reflejada y la onda incidente en el supuesto de una onda plana incidiendo sobre una superficie plana indefinida. Los valores normales de reflectividad para una cámara anecoica deben estar por debajo de -30dB en todo el margen de frecuencias de trabajo.

19 En general, para conos absorbentes, la reflectividad aumenta al disminuir la frecuencia, de forma que por debajo de una cierta frecuencia límite la reflectividad es demasiado alta para trabajar correctamente. Esta frecuencia depende de la altura de los conos, siendo más baja para conos más altos. En la Figura 2.8 se presenta una fotografía de una cámara anecoica donde se aprecia el posicionador de la antena bajo medida y los conos absorbentes de las paredes y suelo Campo Abierto Reflexión En El Suelo Cuando no se dispone de una cámara cerrada, o las dimensiones del campo de medida son muy grandes, se puede establecer un sistema de medida abierto entre dos torres que disten entre si la distancia necesaria entre transmisor y receptor. En este tipo de campos la reflexión en el suelo puede ser importante y resulta muy difícil reducir la reflectividad del suelo con materiales absorbentes, sobre todo si tienen que soportar la humedad temperaturas extremas. Figura 2.8. Campo de medida en una cámara anecoica. (Cámara anecoica de la ETSI de Telecomunicación de la Universidad Politécnica de Madrid). Una de las formas de reducir la influencia de la reflexión en el suelo consiste en diseñar la antena transmisora para que tenga un nulo en el diagrama de radiación en la dirección del rayo reflejado. En la Figura 2.9 se presenta un esquema de este tipo de montaje. Se puede ajustar el diagrama de la antena o la altura sobre la torre para conseguir esta condición de nulo.

20 Figura 2.9. Campo de medida abierto sin reflexión. La otra forma de tener en cuenta la reflexión en el suelo consiste en ajustar las alturas para asegurar que el rayo reflejado se une al rayo directo en fase en el punto de recepción (zona de medida). Cuando la distancia entre torres es muy grande resulta difícil ajustar un nulo en la dirección del rayo reflejado. En ese caso el campo en la zona de recepción se compone de dos partes, una procedente del rayo directo y otra del reflejado, tomando la forma: Donde R es el coeficiente de reflexión complejo del suelo. Cuando la distancia entre torres es grande, el diagrama de la antena transmisora será muy parecido para el rayo directo y el reflejado, podemos suponer que la polarización es vertical u horizontal y que se mantiene en el proceso de reflexión (Figura 2.10). La distancia que recorre el rayo reflejado es muy parecido a la del rayo directo, por lo que el efecto de atenuación es muy parecido. En esas condiciones la diferencia mas importante entre ambos rayos es un factor de amplitud por reflexión (coeficiente de reflexión del suelo) y un factor de fase por la diferencia de caminos. En la Ecuación (2.39) se destaca esta aproximación, lo que supone que el campo recibido E es proporcional al campo de rayo directo E d multiplicado por un factor que depende del tipo de suelo, la distancia y la altura de

21 las torres. Si llamamos δ a la diferencia eléctrica de caminos entre el rayo directo y el reflejado, y α a la fase de R, E se puede escribir como: Cuando el ángulo de elevación es pequeño, el coeficiente de reflexión se aproxima a la unidad en módulo y a la fase de 180, sobre todo en superficies lisas y húmedas, como lagos y campos de labor. En superficies rugosas, la dispersión de potencia producida por la rugosidad reduce el coeficiente de reflexión. Se considera superficie rugosa cuando la profundidad media de la rugosidad es superior a la longitud de onda dividida por el seno del ángulo de elevación (Δh > λ / sen(y)). En una zona muy accidentada y en frecuencias altas es posible encontrar reflexiones en otros puntos además del suelo, tales como edificios, montañas, etc. En estas situaciones es necesario hacer un estudio detallado de las reflexiones para establecer el campo de medida. Figura Campo abierto de medida con reflexión controlada.

22 Figura Factor de atenuación en campos de reflexión en función de la altura. a) Parámetro el coeficiente de reflexión. b) Parámetro la frecuencia. Aun suponiendo el coeficiente de reflexión constante, el factor de atenuación o ganancia del campo depende de la diferencia de fase δ entre los rayos directo y reflejado. Para minimizar esta influencia es necesario que ambas contribuciones al campo se sumen en fase, por lo que se debe cumplir la condición: Si considerarnos un rizado del campo de hasta 1 db, la altura 4, puede tomar valores entre un valor mínimo y un valor máximo cuyo margen define la zona de medida con error limitado. En el caso panicular de que el coeficiente de reflexión sea R =-1,el primer margen obtenido es: A partir de esta zona se producen mínimos y máximos de campo que se repiten de forma periódica con la altura. Cualquiera de los máximos posee la misma forma y permite definir una zona de medida de las mismas dimensiones. En la Figura 2.11 a se presenta la forma que toma el campo eléctrico en función de la altura h 2, y del coeficiente de reflexión del suelo para unas dimensiones dadas del sistema de medida. En todas las curvas se considera que la fase del coeficiente de reflexión es de 180. Al cambiar la frecuencia cambia la posición y dimensiones de la zona de campo constante, por lo que este tipo de sistemas tiene limitado el margen de frecuencias de medida y es necesario modificar la configuración al pasar de una banda de frecuencias a otra. En la Figura 2.11 b se presenta el factor de atenuación en función de la altura pero tomando la frecuencia como parámetro.

23 Para establecer la zona de medida en un campo dado, se mide el campo en función de la altura de la antena receptora y se establece la zona de medida para un rizado máximo de 1 db. Esta zona depende de la frecuencia, por lo que se definen diferentes alturas para las diferentes bandas de frecuencia que se desean utilizar en el sistema. Normalmente la máxima variación de la frecuencia dentro de cada una de estas bandas no supera un 25% Medida En Campo Próximo Por teoría electromagnética sabemos que el campo lejano de radiación de una antena está relacionado con el campo próximo a ella. De hecho, los teoremas de equivalencia permiten obtener el campo radiado partiendo de los campos en una superficie cualquiera que rodea la antena. Según esta teoría, si conocemos el campo e una superficie que rodea la antena, podemos calcular el campo lejano de radiación. La gran ventaja de este sistema de medida es que permite utilizar instalaciones de pequeño tamaño, como las cámaras anecoicas, para obtener los parámetros de campo lejano de una antena. A cambio, requiere un proceso de medida largo y u proceso posterior de cálculo. Las ecuaciones que relacionan el campo próximo y el campo de radiación se denominan de Transformación son ecuaciones integrales, Uno de los problemas para obtener el campo de radiación a partir del campo próximo es que necesitamos realizar medidas de modulo y fase y en ambas polarizaciones y en toda la superficie que rodea la antena para poder realizar las integrales de transformación. En realidad, como en toda transformación, existe una distancia máxima entre los puntos de medida que es necesario respetar si deseamos realizar una integración numérica con cierta precisión. En la práctica se utilizan tres formas de medida en campo próximo: campo próximo esférico, cilíndrico y plano Campo próximo esférico En su forma y estructura es similar al campo lejano salvo que no satisface la Ecuación (2.32) de distancia entre la antena transmisora y la receptora. No obstante, la distancia entre ambas debe ser superior a unas pocas longitudes de onda y por supuesto superior a las dimensiones de la antena a medir. La antena transmisora o como suele denominarse en estos casos, la sonda de medida, debe moverse sobre una esfera que rodea la antena a medir. En realidad es la antena a medir la que gira alrededor de un punto o centro de giro, mientras la sondase mantiene fija. En la Figura 2.12 se presenta de forma esquemática un montaje de medida en una cámara anecoica. La sonda no tiene movimiento alrededor del sistema de posición de la antena,

24 pero debe permitirse el giro de la sonda para medir las dos componentes de polarización. Normalmente se utilizan sondas de polarización lineal y se miden las dos componentes en polarización vertical y horizontal, que corresponderán a los vectores unitarios según las coordenadas esféricas. Las ecuaciones de transformación relacionan el campo medido en las coordenadas esféricas θ y Ф a una distancia r del centro de la antena, con el campo lejano en las coordenadas θ y Ф. En realidad la sonda de medida no es un detector ideal de campo eléctrico y hay que tener en cuenta su propio diagrama y vector polarización, por lo que las ecuaciones de transformación deben incluir estos factores. Para una integración numérica de precisión, es necesario conocer el campo en puntos de la superficie esférica que no disten más de media longitud de onda. Figura Posicionadores en el sistema de campo próximo cilíndrico Campo próximo cilíndrico En este caso el principio es el mismo pero el giro del posicionador se realiza sólo en el plano horizontal, mientras que la sonda de medida se desplaza en una línea vertical. De esta forma se consigue situar la sonda, de forma relativa a la antena a medir, en puntos de una superficie cilíndrica. Por lo demás las condiciones de medida y las precauciones a tomar son las mismas que en el sistema esférico. En general, el sistema cilíndrico posee la ventaja de que permite medir antenas más pesadas y sobre todo más grandes en la dimensión vertical (agrupaciones lineales). Como inconveniente tiene la necesidad de construir un sistema de desplazamiento vertical de la sonda con la precisión necesaria. Normalmente la precisión requerida es de una fracción pequeña de la longitud de onda (del orden de una centésima), por lo que resulta más complejo en frecuencias altas. En la Figura 2.13 se presenta un esquema de la estructura del sistema de medida.

25 Figura Posicionadores en el sistema de campo próximo cilíndrico Campo próximo plano Es uno de los sistemas más extendidos por su capacidad de medida de grandes antenas. Consiste en un posicionador cartesiano que permite desplazar la sonda de medida sobre los puntos de un plano. Por supuesto, se supone que la antena a medir radia de forma preferente en las direcciones de dicho plano y su radiación hacia atrás es despreciable. Este es el caso de las grandes antenas de alta frecuencia como las antenas reflectoras o las agrupaciones de antenas. La antena queda fija en un soporte mientras la sonda se desplaza por los nudos de una retícula cartesiana en el plano de medida (Figura 2.14). El sistema cartesiano permite medir antenas de gran tamaño. La distancia de la sonda a la antena se reduce a unas pocas longitudes de onda, lo que permite reducir la dimensión de la cámara de medida a poco más que la dimensión de la antena.

26 Figura Esquema de Posicionadores en el sistema de campo próximo plano CAMPO COMPACTO La condición de campo lejano sugiere que la condición real para una medida correcta no es tanto la distancia entre las antenas como que en la antena a medir, actuando como receptora, exista un frente de onda plano y uniforme. Esta condición de un frente de onda plano se puede generar a partir de un frente de onda esférico a través de una lente o de un espejo parabólico. Esta es la forma de obtener un frente de onda plano en los sistemas de campo compacto (compact range). La antena transmisora se sitúa en el foco de un paraboloide de revolución, radiando un frente de onda esférico suficientemente uniforme en amplitud. En la zona central del reflector obtendremos un frente de onda plano, donde los planos de fase constante son perpendiculares al eje del paraboloide. Este proceso para generar una especie de campo lejano artificial tiene bastantes problemas entre, los que destacan los siguientes: No se puede colocar el alimentador en el centro del paraboloide porque la sombra que produce distorsiona fuertemente el campo. Normalmente se utilizan reflectores parabólicos descentrados (offset), formados por una sección no simétrica de paraboloide iluminado por una alimentador descentrado.

27 El diagrama del alimentador unido a la diferencia de caminos en el tramo alimentador-reflector produce una variación de amplitud en la zona de campo plano. Requiere alimentadores de diagrama muy amplio aun a costa de perder bastante potencia. La reflexión modifica la polarización de la onda incidente, de forma que no se conserva la polarización en toda la zona del frente de onda plano. Obliga a diseñar reflectores con una gran distancia focal para reducir estos efectos de polarización. La difracción en los bordes del reflector parabólico genera un campo disperso que produce un rizado de amplitud y fase en la zona de campo plano. Se suele minimizar cortando el borde del reflector en forma de dientes triangulares que dispersan en campo fuera de la zona de interés. Los sistemas de medida de campo compacto suelen situarse en el interior de cámaras anecoicas para reducir en lo posible la influencia de reflexiones no deseadas en objetos ajenos al sistema de medida. Figura Campo compacto con doble reflector E.T.S.I de Telecomunicaciones Universidad Politecnica de Madrid ANTENAS PEQUEÑAS Y ANTENAS RESONANTES Las antenas que tienen unas dimensiones inferiores o iguales a media longitud de onda en la frecuencia de funcionamiento forman un conjunto con características comunes. Tradicionalmente, en las bandas de VLF a HF la construcción de antenas con dimensiones superiores a media longitud de onda resulta difícil por sus grandes dimensiones físicas. En estas frecuencias son típicas las antenas de hilo, como monopolos, dipolos o espiras. En frecuencias más altas, las antenas pequeñas se pueden utilizar directamente o como parte de una antena más sofisticada, corno puede ser el alimentador de un reflector o el elemento de una

28 agrupación. Las antenas pequeñas tienen diversos aspectos en común entre los que destacamos los siguientes: El diagrama de radiación es poco directivo. En general poseen diagramas con lóbulos anchos, de forma que la variación del campo lejano con las coordenadas angulares es pequeña. Pueden tener una o varias direcciones de nulos de radiación, pero no suelen tener lóbulos secundarios. La directividad es baja. Como consecuencia del anterior, la máxima directividad de la antena no suele superar los 3 db. La impedancia de entrada corresponde a un circuito resonante. Las dimensiones de la antena o el circuito de entrada se ajustan para que la impedancia sea real, obteniendo una variación de la parte imaginaria con la frecuencia que puede aproximarse por la de un circuito resonante. Puede definirse un factor de calidad como circuito resonante. La banda de trabajo está centrada en la frecuencia de resonancia y limitada por el factor de calidad Antenas Pequeñas Las antenas cuyas dimensiones son mucho menores de media longitud de onda forman un conjunto muy útil en frecuencias bajas, donde otro tipo de antena resulta muy grande. Las antenas más utilizadas son el dipolo y monopolo cortos y las antenas de bobina. En general, las antenas pequeñas poseen una impedancia de entrada con una parte reactiva importante, que obliga a utilizar circuitos de adaptación externos. El factor de calidad suele ser alto, por lo que la banda de trabajo es pequeña. Las pérdidas disipativas son altas, de forma que el rendimiento es pequeño y la resistencia de pérdidas es una parte importante de la impedancia de entrada. Todos estos efectos aumentan al reducir el tamaño eléctrico de la antena. Son típicas como antenas pequeñas las antenas de paraguas, formadas por un monopolo corto sobre un plano de masa terminado en una capacidad que forman un entramado de hilos, corno se indica en la figura 2.16.

29 Figura Esquema de una antena de paraguas Entre las antenas de bobina pequeñas, las más utilizadas son las formadas por una bobina sobre una ferrita que ofrece una buena impedancia en reducido tamaño, aunque las potencias que son capaces de soportar son pequeñas por saturación de las ferritas. Son típicas las utilizadas en receptores de reducido tamaño para onda media Antenas De Hilo Entre las antenas resonantes, las antenas de hilo con diferentes estructuras se utilizan en todas las bandas de frecuencia. Las antenas más frecuentes son los dipolos y monopolos, aunque también se utilizan los anillos, hélices resonantes y combinaciones de todas ellas. Una de las estructuras más frecuentes es el dipolo resonante de media longitud de onda sobre un plano conductor. Normalmente la alimentación se realiza partiendo de un cable coaxial. Para conseguir que la masa del coaxial se una a la masa del plano conductor sin que afecte a la alimentación equilibrada del dipolo, se utiliza un circuito de compensación o balun que se verá más adelante, como se indica en la Figura Una antena muy popular por su sencillez de construcción es el dipolo doblado, que se ha utilizado mucho en antenas de recepción de TV en VHF y UHF, ya sea solo o en combinación de dipolos parásitos formando la antena Yagui. Consiste en una varilla plegada formando un bucle alargado y alimentado en el centro un balun. Mediante este sistema se consigue que la impedancia de 75 Ohm típica del dipolo, aumente hasta unos 300 Ohm. Además se consigue aumentar la banda de adaptación desde un 10% al 30% aproximadamente. En la Figura 2.18 se presenta una biografía de una amena de espira utilizada en un radió-goniómetro de onda corta, de forma que el diagrama de la combinación formada por el monopolo central y la espira produce un diagrama de tipo cardioide

30 con un solo nulo. La posición del nulo de recepción es la que permite detectar la dirección de llegada de la emisión buscada. Figura Esquema de dipolo sobre plano de masa. a) Vista superior b) esquema de conexiones. Figura 2.18 Antena de un radiogoniómetro Antenas De Ranura Las antenas de ranura están asociadas a las líneas de transmisión cerradas: coaxiales, guías de onda, líneas triplaca, etc. Están formadas por una ranura sobre uno de los planos conductores que cierra la línea. Se sitúan de forma que corten las líneas de corriente del modo principal y tienen una longitud próxima a media longitud de onda, con lo que se consigue que se genere un campo en la ranura y se radie una parte de la potencia que se propaga en la línea de

31 transmisión. No es frecuente ver antenas de ranura individuales. Normalmente se utilizan para formar agrupaciones de antenas, ya sea lineales o planas, producidas sobre la misma estructura de línea de transmisión. Una de las antenas más utilizadas en sistemas de radar de microondas es la guía de onda ranurada. En ese caso se realizan las ranuras sobre la cara estrecha de una guía de ondas. Las ranuras se realizan con una inclinación que define la relación entre la potencia radiada por cada ranura y la potencia que se propaga en la guía de ondas. La potencia sobrante se recoge en una carga adaptada en el extremo. En la Figura 2.19 se presenta un esquema de una antena en guía rectangular. Figura 2.19 Antena ranuras en guía rectangular Antenas De Parche Con la aparición de las estructuras impresas utilizadas como líneas de transmisión en microondas, aparece también la antena impresa o antena de parche. En principio se puede ver como una línea de transmisión de tipo microstrip de longitud igual a media longitud de onda y terminada en circuito abierto en ambos extremos. En realidad es una antena similar a un dipolo sobre plano de masa, con la diferencia de que la antena está formada por una metalización impresa sobre un substrato dieléctrico, la distancia al plano dé masa suele ser mucho más pequeña de un cuarto de longitud de onda y la forma de alimentación es diferente de la del dipolo. El uso de circuitos impresos en microondas ha hecho muy popular esta antena como una extensión natural de dichos circuitos. En muchos casos se integra parte del circuito pasivo (redes de adaptación y filtros) o activo (amplificadores y conversores) en los mismos substratos que forman parte de la antena impresa. En la Figura 2.20 se presentan algunas de las formas de los parches y tipos de alimentación.

32 Figura Formas de los parches y tipos de alimentación Balun En sistemas de radio es muy frecuente utilizar el cable coaxial como línea de transmisión, por estar apantallada y ser de bajas pérdidas y fácil de construir. Por otra parte, las antenas están necesariamente asociadas a un plano de masa o una estructura puesta a masa, ya sea como parte integrante del diseño de la antena o como simple soporte de las partes mecánicas que la forman. Esto significa que la masa del coaxial debe ir unida necesariamente a la masa de la estructura, lo que en ocasiones impide alimentar adecuadamente la amena. El ejemplo más sencillo es el del dipolo resonante sobre plano de masa presentado en la Figura 2.17, que necesita tensiones, respecto a tierra, iguales y de distinto signo en cada uno de los dos puntos de entrada. Un BALUN (BALanced to UNbalanced transformer) es un circuito que permite pasar de una línea balanceada en la que ambos hilos tienen tensiones simétricas respecto a tierra, a una línea no balanceada en la que uno de los hilos esta a tensión nula. El balun más sencillo es un transformador, como se indica en la Figura 2.2 la. El transformador es un circuito sencillo y funciona en un margen muy amplio de frecuencias. De todas formas no siempre es posible utilizar un transformador, ya que en frecuencias altas o en niveles altos de potencia las pérdidas y desequilibrios del transformador lo hacen poco recomendable. En estos casos es conveniente utilizar circuitos basados en líneas de transmisión mucho más grandes pero que soportan mejor la potencia y tienen bajas pérdidas. Los balunes en líneas de transmisión están basados en muchos casos en transformadores de cuarto de onda, lo que hace que sean necesariamente selectivos en frecuencia. En la Figura 2.21 b se presenta el esquema de un balun típico de coaxial, en el que se aprecia la línea equilibrada y en el que se basa el balun utilizado en la Figura En la Figura 2.21c se presenta un balun para

33 línea impresa basado en un divisor de potencia y desfasador. En muchas ocasiones no es necesario incluir un circuito específico que haga las funciones de un balun, ya que la antena produce por si sola la transformación de un modo puesto a tierra a un modo equilibrado. Ese es el caso de las antenas de lazo, las transiciones de coaxial a guía en las antenas de bocina o las antenas de parche o dipolos alimentados por acoplamiento con ranuras acopladas a su vez a las líneas impresas. Figura 2.21 Circuitos de Balun a) Transformador b) Balun Coaxial c) Balun en Microstrip. Figura Antena de onda progresiva en forma de rombo Antenas De Banda Ancha E Independientes De La Frecuencia Todas las antenas descritas en el apartado anterior tienen una banda limitada alrededor de una frecuencia de resonancia. Algunas de ellas, como el dipolo doblado, consiguen una banda apreciable, pero para alcanzar un comportamiento más uniforme con la frecuencia es necesario evitar los efectos resonantes. A continuación se describen algunos de los mecanismos por los que se pueden conseguir antenas con bandas superiores a una octava.

34 Antenas De Onda Progresiva Se basan en generar una onda progresiva sobre una estructura radiante. La onda pierde parte de su potencia en el campo de radiación conforme progresa por la estructura, de forma que en el extremo se instala una carga que recoge la potencia sobrante y evita las reflexiones. La forma más clásica de este tipo de antenas la constituye la antena en V y su extensión en la antena rómbica. En ella se excita una onda progresiva sobre un hilo situado horizontalmente a una cierta distancia de tierra. Si la distancia es del orden de un cuarto de longitud de onda, la corriente de la onda progresiva produce una radiación en un cono que tiene por eje el mismo hilo. El plano de masa ayuda a concentrar la radiación en el plano vertical del hilo. Normalmente se combinan dos hilos en forma de V para aumentar la directividad y en ocasiones se cierra en forma de rombo para poder utilizar cargas equilibradas entre ambos brazos de la línea. En la Figura 2.22 se presenta un esquema de estas antenas. El haz principal forma un cierto ángulo con la dirección de los hilos que depende de la longitud y sobre todo de la velocidad de propagación de la corriente en la línea. Su uso se ha extendido mucho por su sencillez de montaje, sobre todo en frecuencias de HF y VHF. En frecuencias de UHF y superiores se utilizan estructuras impresas con el mismo principio de antenas de onda progresiva. En milimétricas se han utilizado también líneas de transmisión dieléctricas en las que se recortan discontinuidades que generan una radiación progresiva de la onda Antenas Espirales Las antenas espirales se basan en el principio de escala electromagnética. Si una estructura se amplía en un factor de escala en todas sus dimensiones, su funcionamiento se mantiene si escalamos la longitud de onda en el mismo factor. En este sentido, las espirales son estructuras autoescalables, de forma que al multiplicar sus dimensiones por un factor cualquiera nos queda la misma estructura. Esto significa que una antena basada en una forma espiral puede funcionar a cualquier frecuencia. En realidad, las espirales equiangulares se extienden en teoría desde un origen con tamaños que tienden a cero hasta el infinito. En la realidad es necesario truncar esta estructura matemática y por lo tanto limitar la banda de frecuencias de trabajo. En cualquier caso, se consiguen varias octavas de funcionamiento para una antena dada. En la Figura 2.23a se presenta una antena espiral equiangular en la que se aprecia una vista de la placa impresa. Estas antenas se construyen planas o sobre

35 conos, consiguiendo en estas últimas una mayor ganancia. La polarización del campo es circular en todas ellas. En el caso de antenas planas, la radiación se produce en ambas direcciones normales al plano que contiene la antena. Para evitar la radiación en una dirección se suele utilizar una cavidad metálica. En general esto supone una resonancia que reduce considerablemente la banda de trabajo. Si se quiere mantener la banda, se utiliza material absorbente de radiaciones en la cavidad, con lo que se asegura la banda a costa de una reducción en la ganancia. En la Figura 2.23b se ha dibujado una sección transversal donde se representa la cavidad y material absorbente encargado de eliminar el lóbulo posterior de radiación. Figura Antena espiral equiangular. a) Metalización en espiral. b) Sección con la cavidad y diagrama aproximado Antenas Logo-Periódicas Podemos aplicar el mismo principio de escalado a otras estructuras siempre que limitemos los factores de escala a unos valores discretos. Una de las antenas más utilizadas en sistemas de medida es la antena logo-periódica de dipolos. Consiste en combinar varios dipolos en la misma estructura para conseguir que la antena sea autoescalable por un factor dado (k). Eso significa que si funciona a una frecuencia f 1 también lo hará a kf 1 y a k 2 f 1 y en general a k n f 1. Cuando el factor de escala k es próximo a la unidad, el conjunto de frecuencias comprendido entre los dos valores discretos de escalado queda cubierto por la banda de trabajo del elemento que forma la antena, en este caso el dipolo. Por supuesto en esta antena también tendremos un problema de truncado, de forma que las frecuencias más baja y más alta de trabajo estarán definidas por los dipolos más largo y más corto respectivamente. En la Figura 2.24 se aprecia una antena logo-periódica de dipolos con la línea de alimentación.

36 Figura 2.24 Antena logo-periódica de polarización lineal 2.5. GRANDES ANTENAS, REFLECTORES ANTENAS DE BOCINA Aunque existen antenas de bocina muy grandes, podemos encontrar bocinas de tamaños muy diferentes, desde pequeñas bocinas de apenas una longitud de onda en su apertura hasta centenares de longitudes de onda. La bocina es la antena formada por la extensión natural de la guía de onda. La mayor parte de las bocinas están formadas simplemente por un ensanchamiento gradual de las dimensiones de la guía de ondas, manteniendo las características de campo del modo principal de la guía. En este sentido, las más utilizadas son la bocina piramidal y la bocina cónica. la primera conectada a una guía rectangular y la segunda a una guía circular. Por su carácter no resonante, las bocinas son antenas de banda ancha, que normalmente cubren toda la banda de la guía de ondas a la que van conectadas. Además, son antenas en las que el modelo de campos, su propagación a lo largo de la bocina y su forma de radiación, se ajustan muy bien a los valores medidos, por lo que en muchas ocasiones se toman como patrones de medida en la medida de polarización y de ganancia. En general, las antenas de apertura son más directivas cuanto mayor es su apertura. Esta directividad puede deteriorarse si la fase del campo en la apertura no es constante. Por la forma que toman las bocinas, el modo que se excita en la apertura tiene un frente de fase esférico, lo que supone un error de fase respecto del frente de fase plano, que aumenta con el ángulo de abocinamiento y con la anchura de la bocina. Para una longitud dada, el error de fase aumenta con las dimensiones de la apertura, por lo que el aumento de ganancia asociado al

37 aumento de dimensiones se ve limitado por el error de fase en la boca. La condición de ganancia máxima lleva a una relación entre las dimensiones de la boca y la longitud de onda para cada tipo de bocina. Esta relación depende del modo que se excita y de la forma de la bocina. La relación entre los valores de los lados, la longitud de la bocina y la longitud de onda debe satisfacer las siguientes relaciones en la bocina piramidal óptima: La directividad que se puede obtener con las bocinas piramidales óptimas suporte un rendimiento de apertura algo superior al 50% pudiendo ponerse en función de las dimensiones como: En el caso de una bocina cónica, la forma del campo eléctrico en la boca corresponde al modo TE 11, lo que produce polarización lineal en la dirección del campo eléctrico. Figura 2.25 Bocina piramidal optima. En el origen de L E y L H está en el vértice nominal de la pirámide. Figura 2.26 Bocina Cónica Lisa De igual modo en que las piramidales, en la bocina cónica la condición de máxima ganancia para una longitud dada de bocina se obtiene para un diámetro de la boca dado por la condición:

38 La directividad máxima para una bocina óptima se puede poner en función de las dimensiones de la boca como: Además de estas bocinas, son importantes otros tipos de antenas de bocinas como las que se basan en guías con resalte, que ofrecen bandas de funcionamiento grandes, o las bocinas corrugadas, que permiten reducir considerablemente su longitud manteniendo un bajo error de fase en la boca Antenas Reflectoras Las antenas reflectoras y en particular el reflector parabólico, son las antenas más utilizadas en aplicaciones donde se requiere una gran directividad. Son muchos los tipos de reflectores utilizados en diversas antenas. Desde el reflector plano, reflector diédrico a los reflectores más frecuentes del tipo cilindro parabólico o paraboloide de revolución. El reflector más usual es el parabólico, que está formado por un paraboloide de revolución metálico con una antena alimentadora situada en el foco. La reflexión del campo en el reflector transforma una onda incidente con frentes de fase esféricos en una onda plana, consiguiendo en el plano de su apertura un campo en fase y bastante uniforme en amplitud, lo que supone un diagrama muy directivo en la dirección normal a dicho plano. Las antenas utilizadas como alimentadoras pueden ser muchas, aunque las más frecuentes son las bocinas, dipolos o hélices. La antena alimentadora debe concentrar el campo en la dirección del reflector, para evitar que una parte de la potencia que genera se pierda fuera de la zona de reflexión (spillover). Por otro lado, para conseguir una variación de amplitud pequeña en la apertura del conjunto, es necesario que el diagrama de la alimentadora sea lo más uniforme posible hacia el reflector. Ambos requisitos suelen ser contradictorios, llegando a una situación de compromiso en la que se concentra el haz principal de la antena alimentadora hacia el reflector, manteniendo una relación de campo del centro al borde de unos 8 a 10dB. En general las características de ganancia y polarización se degradan al aumentar el ángulo con que se ve el reflector desde el foco (2θ 0 ), o lo que es lo mismo al reducir la relación de distancia focal a diámetro (f/d). El valor óptimo se estima para f/d=0,5, lo que supone un ángulo θ= 53. En la Figura 2.27 se presenta un

39 dibujo esquemático de una sección de paraboloide, donde se indican las dimensiones más importantes. La superficie del paraboloide viene dada por una ecuación que en esféricas y si tomamos el eje Z como el eje de simetría del paraboloide, se puede poner como: Figura 2.27 Esquema de un reflector parabólico La ecuación que liga la relación diámetro a distancia focal con el semiángulo de apertura del paraboloide, viene dada por: Además de la variación de amplitud en la apertura o la potencia no incidente en el reflector, otros efectos que influyen sobre la directividad son la sombra del alimentador, la rugosidad del reflector y otros muchos que dependen de los tamaños y frecuencia de trabajo. En esas condiciones, el rendimiento de apertura de un reflector es del orden del 50 al 60%, de forma que la directividad se puede poner aproximadamente como: Además del reflector simple, en antenas muy grandes o de prestaciones especiales, se utilizan reflectores dobles como en las antenas Casegrain. En este caso la onda generada en el alimentador es reflejada primero en un reflector hiperbólico para producir otra onda esférica que incide sobre el reflector parabólico principal. Este sistema tiene ventajas en grandes antenas porque evita llevar la señal con líneas de transmisión hasta el foco. Otras estructuras utilizadas son los reflectores «offset» o descentrados, que eliminan el efecto de la sombra del alimentador tomando una sección asimétrica del reflector. Una parte importante de

40 la investigación actual en antenas se centra en los materiales y formas de los reflectores para conseguir efectos especiales con la frecuencia y diagramas conformados a una especificación especial Agrupación De Antenas Una de las formas cada vez más utilizadas en grandes antenas es la agrupación (array) de pequeñas antenas trabajando en común, es decir, alimentadas desde un terminal común mediante redes lineales. Frente a otros tipos de antenas de gran tamaño, las agrupaciones presentan la ventaja de tener un diseño más versátil, permitiendo controlar de forma casi independiente la alimentación de cada uno de los elementos que forma la agrupación y por tanto la forma de los diagramas de radiación generados. Una de las grandes ventajas de este control es que las variaciones de fase en la alimentación de los elementos permite modificar la dirección de apuntamiento de la antena (phased arrays). Esta capacidad de barrido electrónico de la dirección de apuntamiento se aprovecha para sistemas tipo radar y radio-faros permitiendo antenas de gran estabilidad mecánica. A continuación se hace una pequeña descripción de algunas de las agrupaciones más frecuentes Agrupaciones Lineales La agrupación de varios elementos iguales a lo largo de una línea permite controlar el diagrama de radiación en el plano que contiene la línea de la antena. Cuando todos los elementos tienen la misma orientación, el diagrama de radiación puede ponerse como un producto del diagrama de un elemento por un factor que depende solo del número, posición y forma de excitación de los elementos (factor de grupo o array factor), lo que se conoce como Principio de multiplicación de diagramas. La forma más sencilla de situar los elementos en la línea de la antena es equiespaciados una distancia d. La longitud total de la antena en ese caso será el producto del número de elementos por la distancia que los separa (L = Nd). La máxima directividad se obtiene para una agrupación que tiene todos los elementos alimentados con la misma amplitud. En ese caso la directividad teórica depende sólo de la longitud de la agrupación y es independiente de la dirección de apuntamiento y del número de elementos. Para una agrupación de elementos isótropos, viene dada por la expresión: En realidad no podemos separar los elementos todo lo que queramos, cuando la distancia entre ellos supera media longitud de onda, pueden aparecer lóbulos de difracción en los que se pierde una parte importante de la potencia y que están

41 dirigidos en alguno de los sentidos del eje de la antena. En ese caso la ecuación de la directividad deja de ser cierta. Normalmente se sitúan los elementos a una distancia entre media y una longitud de onda, evitando siempre la aparición de lóbulos de difracción. La dirección de apuntamiento del haz principal, dentro del plano que contiene el eje de la antena, depende de la fase relativa de la corriente de alimentación de los elementos. Cuando la diferencia de fase entre cada dos elementos consecutivos es α, la dirección de apuntamiento viene dada por (2.50), donde θ 0 es el ángulo que forma con el eje de la agrupación. La polarización del campo radiado depende del elemento utilizado y puede controlarse independientemente de la forma y directividad del diagrarna. En la Figura 2.28 se presenta una agrupación lineal de dipolos alimentada con una red de líneas bifilares con divisores de potencia simples y estructura en paralelo. Figura 2.28 Agrupación lineal de dipolos alimentados en paralelo Agrupaciones Planas Aunque más complejas, las agrupaciones planas permiten obtener una mayor directividad y control del diagrama que las lineales. La forma más utilizada a la hora de colocar los elementos de una agrupación en un plano es la reticular rectangular, o la circular. La primera sitúa los elementos radiantes en los nudos de una retícula rectangular, de forma que puede verse y analizarse como una agrupación de agrupaciones lineales. En este caso se sigue cumpliendo el principio de multiplicación de diagramas y se puede analizar el comportamiento de la agrupación independientemente del elemento utilizado para construirlo. Una agrupación plana posee la capacidad de apuntar el haz principal en cualquier dirección, controlando

42 la fase relativa entre elementos en una línea y en una columna. Si consideramos que el elemento radiante sólo radia en un semiespacio (situación frecuente si se utiliza un plano de masa), la dirección de apuntamiento es única y la directividad máxima de la antena viene dada por: Donde L x =N x d x y L y = N y d y son las longitudes de los lados de la retícula. N x y N y el número de elementos o por fila o por columna y d x y d y la distancia que los separa. Si situamos el plano de la agrupación en el plano xy, dirección de apuntamiento depende de la diferencia de fase entre los elementos de cada fila (α x ) y de columna (α y ) y se puede escribir como: ANTENAS ADAPTATI VAS La capacidad de controlar el diagrama a través de los coeficientes de alimentación no se reduce sólo a la dirección de apuntamiento. Se puede controlar la dirección de nulos del diagrama, niveles relativos en diferente direcciones e incluso la diferencia de fase entre la recepción de señales en función de la dirección de llegada. Todas estas características se pueden aprovechar plenamente si disponemos de una red de distribución lineal que sea variable, de forma que podamos controlar de forma independiente la amplitud y fase de alimentación de cada elemento de la agrupación. En la Figura 2.29 se presenta un esquema de lo que puede ser una agrupación trabajando en recepción con un control independiente de la alimentación de cada uno de los elementos. Este esquema, que contiene amplificadores de ganancia variable y desfasadores variables, es lo que se conoce como una agrupación activa. Por supuesto, podemos formar la misma agrupación en transmisión con grandes ventajas sobre la agrupación pasiva. Una de las ventajas más importantes del esquema en transmisión es lo que se denomina la amplificación distribuida. Si deseamos radiar una potencia dada, no es necesario disponer de un amplificador que aporte toda la potencia. Podemos obtener la misma potencia con un gran número de amplificadores con tal de que su contribución se sume en el campo de radiación.

43 Figura 2.29 Esquema de una agrupación activa Aunque puede parecer muy costoso incluir un amplificador y desfasador para cada uno de los elementos de la agrupación, los grandes avances en los circuitos integrados de RF y microondas permite actualmente pensar en agrupaciones activas con un gran número de elementos y relativo bajo costo. Podemos hacer el control de la amplitud y fase utilizando un procesador digital que nos permita conocer en cada momento el diagrama que sintetizamos. Más interesante resulta hacer depender ese diagrama de las señales recibidas y en eso consiste una antena adaptativa. Actualmente destacan dos aplicaciones importantes de las antenas adaptativas: el control de diagramas para recepción óptima de una señal (adaptación a una referencia) y detección de ángulos de llegada. En el primer caso se utiliza un proceso iterativo para conseguir el óptimo de una función error que resulta de comparar la señal recibida con una señal de referencia. Este proceso permite minimizar el ruido e interferencias con que se recibe una señal dada si conocemos algunas de sus características (modulación, codificación, dirección de llegada, etc.) En la Figura 2.30 se presenta un esquema de bloques en el que se ha resumido el control de amplitud y fase en un factor complejo y se esquematiza el control adaptativo en función del error respecto a la referencia. Este sistema se está utilizando con éxito en diversos sistemas de comunicaciones fijas y móviles. En el segundo caso simplemente se analiza la señal obtenida en cada uno de los elementos y a través de un proceso estadístico de correlación se puede determinar la dirección de llegada de todas las señales que alcanzan la antena. Este tipo de procesos es muy útil en sistemas de localización, radar,

44 radiotelescopios, etc. Figura 2.30 Esquema de una agrupación adaptativa

45 CAPITULO 3. INSTRUMENTOS BÁSICOS DE MEDIDA DE FRECUENCIA DE MICROONDAS 3.1 AMPLIFICADOR SELECTIVO PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO La Figura muestra un esquema del panel frontal de un amplificador selectivo típico, también llamado medidor de onda estacionaria. Un amplificador selectivo es esencialmente un receptor de baja frecuencia que tiene una banda muy estrecha, generalmente centrada en torno a 1 khz, y que dispone de un regulador de ganancia. Estos instrumentos son empleados habitualmente para monitorizar niveles relativos de señal y medir razones de onda estacionaria. Para poder utilizarlos es necesario disponer de un diodo detector que presente una respuesta cuadrática, o bien de un bolómetro que opere en su zona lineal. Asimismo, también es necesario que la señal esté modulada en amplitud, y que el espectro de la señal moduladora se encuentre dentro de la banda de frecuencias del amplificador. La señal moduladora puede ser una onda cuadrada o una sinusoidal. En el primer caso la señal de entrada al amplificador no sería monocromática, pero la mayor parte de la energía de esta señal seguiría estando concentrada dentro de la banda del amplificador y por tanto no se degradaría la sensibilidad de forma apreciable. Generalmente los amplificadores selectivos disponen de tres tipos de escala: 1. Escala normal, para medida general de VSWR. 2. Escala en db, para medida de cocientes de potencia o bien valores de VSWR en db. 3. Escala expandida, para medida de VSWR bajas. Es importante ajustar los controles del amplificador para utilizarlo con el tipo de generador y detector de que se disponga. Algunos modelos disponen de controles para seleccionar la impedancia del dispositivo. En particular, los diodos detectores pueden presentar impedancias muy elevadas si no están polarizados, e impedancias muy bajas si se polarizan. Algunos modelos de amplificadores disponen de redes propias para la polarización del detector. Asimismo, los amplificadores selectivos generalmente permiten al usuario seleccionarla frecuencia central y el ancho de banda. El amplificador selectivo puede utilizarse también con bolómetros, y de hecho algunos modelos de estos instrumentos disponen de circuitos de compensación. Cuando los niveles de señal son suficientemente elevados es posible sustituir el amplificador selectivo por un milivoltímetro de alterna, dado que la escala en db del amplificador selectivo es equivalente a la escala estándar de un milivoltímetro,

46 3.1.2 MEDIDA DE COCIENTES DE POTENCIA Una de las medidas más básicas que se puede realizar con un amplificador selectivo consiste en determinar cocientes de potencia, como por ejemplo ganancias o atenuaciones. Si además se dispone de una sección de línea con sonda móvil, también se puede utilizar el amplificador selectivo para determinar diferencias entre los niveles de campo eléctrico existentes entre dos puntos de una línea en la que haya reflexiones. Un posible procedimiento a seguir para realizar esta medida sería el siguiente: 1. Situar la sonda detectora en el punto en el que se oblonga la señal más elevada de los dos. 2. Ajustar la ganancia del amplificador selectivo hasta que la aguja del instrumento se encuentre en el origen de escala, situado el extremo derecho de la misma. 3. Deslazar el detector al segundo punto. en estas circunstancias la aguja indicaría el cociente de campos. expresado en db. existente entre ambos puntos RAZÓN DE ONDA ESTACIONARIA Valores bajos de VSWR Las escalas del amplificador selectivo permiten medir de forma directa el valor de VSWR aplicando el procedimiento descrito, en el Apartado anterior a dos puntos de la línea donde se obtenga un máximo y un mínimo de campos respectivamente. La escala normal generalmente tiene dos subescalas, la primera de ellas puede abarcar todo el rango de posibles valores de VSWR, desde 1 a. La segunda permite realizar una medida mas precisa cuando VSWK > 3.2. Para utilizar esta segunda subescala basta con seguir el mismo procedimiento que el descrita en el Apartado anterior, pero al final del proceso de medida se debe aumentar la ganancia del amplificador en 10 db, Una vez hecho esto la lectura de la aguja indica el valor mas preciso de VSWR según esta subescala. La razón de por qué esta subescala comienza en 3,2 es fácil de entender: cuando se aumenta la ganancia en 10 db el detector se encuentra localizado en un mínimo de señal. Por tanto si la respuesta del detector es ideal, este aumento de ganancia equivale a una medida de una onda estacionaria ficticia con una VSWR 10 db inferior a la real. Para que esta VSWR ficticia sea exactamente de 1, es necesario que el cociente real de campos sea de 10 db - 0 db = 10 db. Este cociente equivale a una VSWR real de VSWR real = 10 10/20 = (2.53)

47 Las escalas expandidas generalmente están calibradas para rangos de VSW comprendidos entre 1 y 1,3, o bien entre 1 y 2 Estas escalas habitualmente están marcadas en color rojo para facilitar su identificación. La escala en db. Utilizada para medir cocientes de potencia, lógicamente también permite determinar el valor de VSWR en db. Esta escala está calibrada entre 0 y 10 db. Puede apreciarse en indicador que, tal y como cabria esperar el valor de 10 db esta alineado con el valor de 3,2 en la escala normal de VSWR Valores elevados de VSWR Cuando se miden valores de VSWR moderados o bajos el problema de que el detector presente un margen de potencias limitado en respuesta cuadrática no es demasiado grave, pues en este caso siempre se podrá reducir el nivel de señal del generador hasta hacer que el máximo de campo se localice dentro de la zona cuadrática del detector Figura Medidor de onda estacionaria v esquema de sus escalas, El modelo es el Hewlett-Packard 415-E. Sin embargo, supongamos que las reflexiones son tan elevadas que la diferencia de señales entre el máximo y el mínimo de campo es más amplia que el margen de potencias de señal en el que el dispositivo presenta una respuesta cuadrática. Si se reduce la potencia del generador para que el máximo de señal se encuentre dentro de la zona de respuesta cuadrática, entonces también se disminuye la potencia en el mínimo y se corre el riesgo que este sea indectable. En estas circunstancias no es posible medir VSWR. Puesto que en lugar de detectar la señal generada por un mínimo de campo se detectaría ruido.

48 Existen dos métodos alternativos de medida de razones de onda estacionaria elevadas. El primero de ellos consiste en utilizar un atenuador variable calibrado. El montaje a realizar se muestra en la Figura 2.32 siguiente Un posible procedimiento a seguir.sería el siguiente: 1. Ajustar inicialmente el atenuador a una posición de mínima atenuación. 2. Situar la sonda de la guía ranurada en un mínimo de señal. 3. Ajustar la ganancia del medidor de onda estacionaria hasta que indicase un valor de referencia cualquiera. 4. Desplazar la sonda hasta un máximo, y para la misma ganancia del amplificador selectivo ajustar el atenuador calibrado hasta obtener el valor de referencia fijado previamente. La atenuación introducida seria la razón de onda estacionaria medida en db VSWR db = 20log 10 (VSWR) (2.54) En este procedimiento no existiría ningún problema con la falta de respuesta cuadrática en el dispositivo. Puesto que este recibe la misma potencia tanto en el máximo como en el mínimo. El segundo método de medida de razones de onda estacionaria elevadas tienen la ventaja respecto al primero de que no necesita ningún atenuador calibrado. Recibe el nombre de "Método indirecto" se basa en calcular la razón de onda estacionaria a partir de dos parámetros directamente medibles: 1. Cociente entre el campo en un punió arbitrario Z p y el campo en un mínimo. 2. Distancia del punto intermedio al mínimo más próximo. La elección de Z p es totalmente arbitraria, siempre y cuando el cociente de campos en la sonda E (Z p ) / E min sea lo suficientemente bajo como para poderse medir dentro de la zona de respuesta cuadrática. Veamos cómo se determina la expresión que relaciona la razón de onda estacionaria con este cociente de campos. Para ello supondremos inicialmente que se mide VSWR en una guía rectangular. Si bien todo este desarrollo es igualmente aplicable a cualquier línea de transmisión. Figura Montaje para la medida de razones de onda estacionaria elevadas.

49 Figura Diagrama fasorial para la obtención de máximos y mínimos de campo.

50 Donde se considera el signo + si el mínimo más próximo está a la derecha del punto, y el signo en caso contrario. Sustituyendo L p, tendremos: En el diagrama de la figura 2.33 se puede observar fácilmente que tanto el signo más como el menos conducen al mismo módulo. Consecuentemente, Sustituyendo Γ L en función de la razón de onda estacionaria y haciendo uso de las relaciones trigonométricas se llega finalmente a la expresión Tal y como se mencionó anteriormente, la elección de p está condicionada por la respuesta ideal del detector. Si suponemos que se pueden medir directamente valores de VSWR inferiores a 4, entonces 4 es el máximo valor que puede adoptara. Lo más usual es medir distancias a puntos que están a 6 db por encima del mínimo de señal, lo que equivale a un factor p de 1O 6/20 = 1, Con el medidor de onda estacionaria y la guía ranurada la medida por el método indirecto es inmediata, los pasos a seguir serían los siguientes: 1. Situar la sonda en un mínimo. 2. Ajustar la ganancia del medidor hasta que la escala del mismo indique una señal de 6 db (o una razón de onda estacionaria de 2). 3. Desplazar la sonda hasta leer 0 db (o una razón de onda estacionaria de 1). El valor del desplazamiento, medido en la regleta de la guía ranurada, sería d. En caso de que este valor resulte ser inferior a la precisión de la regleta, se podría escoger un valor de p superior, o bien medir directamente el valor de 2d, es decir

51 la distancia entre dos puntos simétricos respecto al mínimo MEDIDAS DE IMPEDANCIA Con un amplificador selectivo y una sección de línea ranurada con una sonda móvil se puede medir fácilmente el valor de la impedancia de carga. El módulo del coeficiente de reflexión puede obtenerse a partir de la razón de onda estacionaria, Por otra parte, tal y como se demostró en el método indirecto de medida de VSWR, la fase del coeficiente de reflexión está relacionada con la distancia de un mínimo de señal cualquiera á la carga mediante la expresión Consecuentemente, el coeficiente de reflexión complejo que presenta una carga en una línea sin pérdidas puede obtenerse en términos de la razón de onda estacionaria generada y la distancia de la carga a un mínimo de señal. Una vez calculado el coeficiente de reflexión, se obtienen inmediatamente las pérdidas de retomo en el plano de carga, También puede definirse un factor de pérdidas de inserción, La impedancia normalizada se obtiene a partir de la relación El diagrama de Smith ofrece un elegante método alternativo para determinar la impedancia, en el que no es necesario hacer uso de la relación anterior. Las cargas que presentan impedancias normalizadas reales y de módulo mayor que la unidad tienen la peculiaridad de que su impedancia es numéricamente igual a la razón de onda estacionaria que originan. Gracias a esta propiedad, se puede emplear directamente la escala del semieje real Re (Z / Z c ) > 1 para trazar el círculo de VSWR constante en el que se encuentra la carga cuya impedancia se desea conocer. Alternativamente, también se podría determinar este círculo con la escala inferior izquierda que aparece al pie de la carta, o bien con la escala del semieje real Z < 1, para el cual la impedancia es el inverso de la razón de onda estacionaria. Una vez determinado el círculo, la distancia al primer mínimo permite encontrar el punto del diagrama de Smith que representa la carga. Para ello basta con trazar un ángulo de valor igual a la fase obtenida anteriormente, utilizando la

52 escala de fases en grados sexagesimales que rodea al diagrama. 3.2 MEDIDAS DE LONGITUD DE ONDA Cuando no se conoce la frecuencia de la señal puede ser útil medir la longitud de onda. Esta medida se puede hacer con la ayuda de una sección de guía ranurada y un amplificador selectivo. Del diagrama fasorial de la Figura se puede deducir inmediatamente que los máximos y mínimos de campo se repiten a intervalos de λ g / 2. Por tanto, una posible manera de medir λ g sería la siguiente: 1. Situar la sonda en un mínimo de señal. 2. Desplazar la sonda hasta volver a detectar un mínimo. El desplazamiento realizado sería una semilongitud de onda. La longitud de onda es un parámetro que sólo depende de la frecuencia de la señal y de la geometría de la guía, pero no de su terminación. Por tanto, ésta se puede seleccionar apropiadamente para realizar la medida con la mayor facilidad posible. Lógicamente no sería una buena idea utilizar una carga adaptada, pues no se distinguirían apenas los máximos de los mínimos de campo y por tanto no sería posible hacer la medida con precisión. En general siempre resultará recomendable utilizar cargas que produzcan elevadas reflexiones, pues así los mínimos de campo serán muy acusados y podrán localizarse con la máxima precisión que permita la resolución de la regleta de la guía ranurada. Cuando se necesitan precisiones mayores entonces es necesario recurrir a un ondámetro. El ondámetro es una sección de guía que tiene acoplada una cavidad resonante cuyas dimensiones pueden modificarse. Si se ajustan las dimensiones de la cavidad hasta conseguir que la frecuencia de la señal sea una de las frecuencias de resonancia de la cavidad, entonces se produce una caída en el nivel de señal detectado, lo que permite identificar la frecuencia de la señal y por tanto la longitud de onda. 3.3 ANALIZADORES DE ESPECTRO Una buena parte de las técnicas de medida en el dominio de la frecuencia están basadas en el Analizador de espectro. Este instrumento ofrece una gran versatibilidad pudiéndose medir con el, la frecuencia, potencia, distorsión y ruido, Entre sus principales aplicaciones se encuentra la caracterización de señales moduladas, las medidas de distorsión lineal y no lineal, medidas de perdidas de conversión de mezcladores y medidas de pureza espectral, ruido de fase y estabilidad de osciladores. Los analizadores de espectros disponen de controles para elegir las unidades de medida, permitiendo medir potencias o voltajes en unidades absolutas (mw o V

53 respectivamente) o bien logarítmicas (dbm o dbv, respectivamente), No obstante, no por ello hay que pensar que un analizador de espectros debe dar los mismos valores de potencia que un medidor de potencia. Los medidores de potencia proporcionan el valor de la potencia media, un analizador de espectros mide potencia de pico. Además, debe tenerse en cuanta que el medidor de potencia es un instrumento de banda ancha que integra todas las componentes de la señal dentro del margen de operaciones del medidor. En un analizador de espectro puede modificarse el ancho de banda de medida para determinar potencias «parciales» concentradas en un determinado margen de frecuencia TIPOS DE ANALIZADORES DE ESPECTROS Los analizadores de espectros se pueden clasificar en cuatro grupos: 1. Analizadores en tiempo real. 2. Analizadores dinámicos de señales. 3. Analizadores de filtro sintonizados. 4. Analizadores superheterodinos. La Figura 2.34a muestra un esquema de un analizador de espectros en tiempo real. También llamado analizador de múltiples filtros. Este instrumento utiliza un divisor de potencia de múltiples salidas, las cuales alimentan un grupo de canales con filtros pasabanda fijos, cada uno de ellos terminado en un detector. De esta manera las distintas Componentes en Frecuencia de la señal se detectan simultáneamente, y gracias a ello se obtienen espectros en tiempo real. Este diseño de analizador se ha empleado tradicionalmente para caracterizar señales a frecuencias bajas, en el rango de las frecuencias de audio. No obstante, en la actualidad existen analizadores en tiempo real que cubren márgenes de frecuencia de DC hasta 3 GHz.

54 Figura Esquema de distintos analizadores de espectros: a) de tiempo real, b) dinámico, c) de filtro sintonizado. En la Figura 2.34b se muestra un diagrama de bloques de un analizador dinámico de señales. El analizador dinámico es un instrumento digital, en el cual se muestra la señal en el dominio del tiempo y se calcula numéricamente su espectro con ayuda de un microprocesador, utilizando técnicas basadas en la transformada de Fourier. En estos instrumentos se obtiene Información sobre la amplitud. La Frecuencia, y la fase de la señal. En la práctica, los analizadores dinámicos se utilizan generalmente a frecuencias bajas. Tradicionalmente se diseñaron para aplicaciones de audio (hasta unos 100KHz), dado que permiten hacer análisis en tiempo real de espectros variables con el tiempo. Sin embargo, recientemente se han hecho muy populares en ingeniería de microondas debido a que constituyen una opción competitiva para realizar medidas de ruido 1/f en transistores.

55 Los analizadores de filtro Sintonizado pueden representarse esquemáticamente mediante el diagrama de la Figura 2.34c, este tipo de medidas dispone de un filtro pasobanda cuya Frecuencia central puede ser modificada mediante control electrónico, gracias a lo cual se puede medir el espectro de la señal mediante un barrido. Dado que el control de esta Frecuencia central se realiza mediante un generador en forma de diente de sierra, el eje x de la pantalla del instrumento representa un valor proporcional a la frecuencia. Su principal limitación es que solo proporciona información sobre la magnitud del espectro, y no la fase. Debido a ello, el analizador de filtro sintonizado no permite reconstruir la señal en el dominio del tiempo. Este tipo de instrumentos es de bajo costo, pero sus prestaciones no son tan altas como las del analizador Superheterodino. El analizador Superheterodino es indudablemente el analizador de espectros más ampliamente utilizado en ingeniería de microondas, Este tipo de analizadores permite caracterizar espectros de señales hasta frecuencias del orden de 300GHz., ofrece una gran resolución en Frecuencia, y opera en régimen lineal en márgenes de amplitud de señal que superan los 100dB. Al igual que el analizador de filtro sintonizado, el superheterodino solo proporciona información sobre la magnitud del espectro EL ANALIZADOR SUPERHETERODINO En la Figura 2.35 se muestra un esquema simplificado del analizador superheterodino. A diferencia del analizador de Filtro mencionado, en el superheterodino el barrido se refleja mediante el control electrónico de la Frecuencia de un oscilador lineal que alimenta una etapa de mezclado. La señal de diente de sierra se utiliza simultáneamente para el barrido horizontal y para controlar esta Frecuencia; de esta manera, a medida que aumenta el voltaje de esta onda el mezclador se sintoniza para Frecuencias de entrada cada vez mas altas, y al mismo tiempo la traza en la pantalla se desplaza de izquierda a derecha, generándose así la representación del espectro. En ausencia de señal, la traza es esencialmente una línea recta contaminada por ruido que recibe nombre de línea de base. A la salida de un mezclador se obtienen, entre otros, dos componentes en frecuencia de valores iguales o la suma y la diferencia de las dos Frecuencias de entrada del mezclador, la de la señal y la del oscilador local. Cualquiera de estos dos componentes podría servir, en principio para obtener una

56 frecuencia intermedia arbitraria. Sin embargo en la práctica la frecuencia intermedia no puede ser cualquiera, sino que debe seleccionarse para que no se encuentre dentro de la banda en la que debe medir el analizador. Veamos por qué. Figura Analizador Superheterodino Consideremos que el analizador debe medir señales en la banda de 300 Khz a 3 GHz y se elige una frecuencia intermedia de 1,5 GHz Si a la entrada del instrumento hubiera una señal de 1.5 GHz, ésta produciría en el bloque de mezclado una salida a 1.5 GHz debido a que a la salida del mezclador también se obtienen armónicos a las frecuencias de entrada, los cuales proceden del termino lineal del desarrollo de la Ecuación (2.72). En estas circunstancias se obtendría una salida constante e independiente del barrido horizontal, lo que impediría realizar la medida. Este efecto recibe el nombre de IF feedthrough, y para evitarlo es necesario no que el filtro pasabaja previo a la etapa mezclado elimine señales de entrada con frecuencia igual a la intermedia. Una vez elegida la frecuencia intermedia, puede seleccionarse apropiadamente la banda de operación del oscilador local para obtener el barrido deseado. Si en nuestro ejemplo se elige como frecuencia intermedia 3.5 GHz, entonces puede cubrirse toda la banda de frecuencias de interés con un oscilador local que suministre señal entre 3.5 GHz KHz y 3.5 GHz + 3 GHz, Utilizando frecuencias de microondas es posible diseñar con facilidad Componentes con anchos de banda muy elevados, pero también es difícil diseñar componentes con anchos de bandas muy estrechos. Debido a este problema, la utilización de frecuencias del orden de 1 GHz en la etapa final de mezclado no permite obtener elevadas resoluciones en frecuencias. El detector que hay a la salida del amplificador integra en un único nivel de señal todas las componentes en frecuencia que pasan por el filtro de frecuencia intermedia. Por tanto, para que el resultado obtenido en la pantalla sea similar al espectro de la señal, es

57 necesario que el filtro tenga un ancho de banda mucho mas estrecho que el espectro de la señal a medir. Consecuentemente, es habitual incluir en los analizadores de espectros distintos, etapas de mezclado, típicamente dos a cuatro, que disminuyen progresivamente la frecuencia intermedia hasta valores del orden de 1-2 MHz. A estas frecuencias es más fácil implementar filtros muy selectivos. El filtro de frecuencia intermedia mas baja será lógicamente el que establezca la resolución del instrumento. Un analizador de espectros típico ofrece resoluciones de orden de 50 khz. No obstante, en la actualidad existen analizadores de espectro que ofrecen resoluciones del orden de 10 Hz. Estas resoluciones se consiguen con la ayuda de filtros digitales. En un filtro digital la señal se muestra filtrada en el dominio del tiempo gracias a lo cual se pueden realizar las medidas de alta resolución en tiempos razonables. En anchos de banda del orden de 10Hz, el filtrado digital permite realizar medidas del espectro del orden de 50 veces más rápidamente que con filtrado analógico. Los analizadores que cubren frecuencias hasta GHz o más no emplean una circuitería tan simplificada como la de la Figura Si lo hicieran, sería necesario utilizar osciladores lineales que funcionasen a frecuencias muy elevadas y en bandas muy amplias, del orden de 20 y 50 GHz, o más. En lugar de ello, el oscilador local no alimenta de forma directa al mezclador si no a través de un banco de multiplicadores en frecuencia que se seleccionan mediante un conmutador controlado electrónicamente, tal y como se muestra en la Figura Para medir a frecuencias mayores suelen utilizarse cuatro etapas de mezclado. Figura Banco de multiplicadores para el bloque de mezclado de un analizador de banda ancha CONTROLES DE UN ANALIZADOR DE ESPECTROS

58 Ancho de banda de resolución La resolución establece la capacidad de un analizador para distinguir dos componentes en frecuencia muy próximos entre sí. Los analizadores de espectros permiten seleccionar el ancho de banda del filtro IF de frecuencia más baja, y por tanto la resolución. Este ancho de banda de resolución suele designarse con las iniciales RBW (Resolution Bandwidth). Lógicamente es importante seleccionar siempre un ancho de banda de filtro menor que las mínimas separaciones en frecuencia que se desean medir. Por otra parte, tal y como se indicó en la Ecuación (1.3), a medida que se reduce el ancho de banda de un sistema de medida se reduce también el ruido térmico. Consecuentemente, la señal a la salida del bloque de mezclado será menos ruidosa si disminuimos el ancho de banda del filtro. De esta manera no sólo se mejora la resolución, sino también la sensibilidad del instrumento. No obstante, en algunas aplicaciones pueden interesar anchos de banda elevados, por ejemplo cuando se necesite determinar la potencia total asociada a una banda de frecuencias concreta, o cuando se desee medir ruido. Un buen analizador de espectros puede medir niveles de potencia del orden de -145 dbm a mínima resolución Ancho de banda de medida (Span) El ancho de banda de medida o span es la anchura del margen de frecuencias en el cual se desea medir el espectro. Este factor puede variar entre cero y toda la banda de frecuencias que cubra el analizador. Cuando el span se ajusta a cero (opción que suele etiquetarse con las palabras «Zero Span»), el oscilador local deja de barrer en frecuencia y el analizador se comporta como un receptor superheterodino convencional con una frecuencia central igual a la seleccionada. Con la opción «Zero Span» se puede demodular de forma directa una señal AM. Para ello basta con aplicar una señal de este tipo al analizador, seleccionar una frecuencia central igual a la portadora y un ancho de banda de resolución mayor que el ancho de banda del espectro de la señal para evitar distorsión. En estas circunstancias se visualizaría la variación con el tiempo de la señal moduladora. La opción «Zero Span» también se suele utilizar para demodular señales pulsadas y medir tiempos de subida, de caída y anchuras de pulsos. También puede ser útil para demodular señales FM, aunque introduciendo bastante distorsión. Esta posibilidad es factible en los analizadores dotados de filtro IF en los que la banda de transición presente una caída suave de la amplitud. En estas circunstancias se puede sintonizar el analizador a la frecuencia central de la banda de transición, lo que da lugar a que se produzca una conversión de

59 FM a AM: las variaciones en frecuencia dan lugar a variaciones en la amplitud. Estas variaciones de amplitud son finalmente demoduladas por el detector del instrumento Tiempo de barrido El tiempo de barrido es el tiempo que tarda el analizador en barrer todo el margen de frecuencias en el que se hace la medida. Este factor coincide con el periodo de la señal de diente de sierra siempre y cuando ésta sea ideal, es decir, el tiempo durante el cual ésta decrece es nulo. En principio, puede parecer que siempre será interesante seleccionar un tiempo de barrido lo más corto posible: cuanto menor sea, tanto más rápida será la medida. Sin embargo, no es posible realizar la medida correctamente con cualquier tiempo de barrido. Toda la circuitería del analizador presenta un retardo en su respuesta y en particular el filtro de resolución, que es el que determina el ancho de banda del instrumento. Este retardo hace que las señales necesiten un tiempo no nulo para pasar a través del filtro, dando lugar a errores si se elige un tiempo de barrido demasiado corto. Los analizadores de espectros disponen de controles para regular el tiempo de barrido. En algunos modelos hay funciones para calcular automáticamente la velocidad de barrido óptima, o bien se incluyen luces de aviso o señales acústicas cuando se produce un barrido excesivamente rápido. Para comprender mejor los efectos de un barrido inadecuado, consideremos la medida de una señal monocromática. Si se quiere hacer la medida correctamente, es necesario que la señal sea detectada «en el mismo instante» en que se representa en pantalla. La señal será detectada durante el intervalo de tiempo en el que su frecuencia sea «barrida» por el analizador. En la Figura 2.37a se ilustra cómo obtener este intervalo de tiempo, al que llamaremos t p. Si seleccionamos un ancho de banda de resolución muy amplio facilitamos el «paso» de la señal en el tiempo correcto por un doble motivo: el filtro presenta un retardo menor, y además está «Abierto» durante más tiempo a la señal de entrada.

60 Figura Distorsión del espectro por un barrido excesivamente rápido. En la Figura 2.37b se representa el barrido aparente del filtro en todo el margen de frecuencias. Este barrido se realiza a una velocidad V b dada por Donde SPAN es el ancho de banda de medida y t s, es el tiempo de barrido. Por tanto t p estará dado por la relación Por otra parte, el retardo de la representación en pantalla vendrá determinado fundamentalmente por el retardo t d del filtro, que es inversamente proporcional a su ancho de banda y por tanto se puede expresar a partir de la relación Donde ψ es una constante que depende de la forma de la función de transferencia del filtro. Para los filtros de forma gaussiana que se utilizan típicamente en los analizadores este factor tiene un valor de 2 o 3; mientras que para filtros de forma más cuadrada puede alcanzar valores de 10 a 15. Si se igualan t p, y t d obtendremos el tiempo de barrido mínimo que tenemos que seleccionar para que la señal sea representada en pantalla sin que se aprecie el retardo entre detección y representación.

61 Supongamos que hemos seleccionado un tiempo de barrido muy rápido. Qué ocurriría entonces? La señal no podría pasar por el filtro en el tiempo en el que éste permanece abierto para ella. Como consecuencia de ello se producirá el paso de una parte de la señal o toda ella en un intervalo de tiempos inadecuado en el que el filtro está fuera de banda para la señal, produciéndose una atenuación. Asimismo, los componentes en frecuencia de la señal llegarán con retraso a la pantalla, haciendo que aparezcan representados en frecuencias superiores a las reales. La Figura 2.37c ilustra estos efectos, los cuales pueden cuantificarse con modelos matemáticos Ancho de banda de video (VBW) El control de ancho de banda de video permite regular el ancho de banda del filtro de video previo a la monitorización en pantalla. Este factor no debe confundirse con el ancho de banda de resolución. El filtro de video es un filtro pasabaja que se inserta después del bloque de detección, tal y como se muestra en la Figura.2.37 Este filtro permite eliminar la potencia de ruido en las frecuencias altas, gracias a lo cual se puede mejorarla sensibilidad. Los analizadores disponen generalmente no de un solo filtro sino de un banco de filtros que pueden seleccionarse en función de la velocidad de barrido elegida. Cuando se elige un filtro de banda muy estrecha con velocidades de barrido muy elevadas, entonces se produce una infravaloración de la amplitud de la señal. Típicamente, los filtros de video tienen frecuencias de corte que varían entre unos pocos Hz hasta 100 khz o más Promediado Algunos instrumentos tienen la posibilidad de presentar en pantalla no el espectro calculado después de una sola medida, sino el espectro promediado de múltiples medidas. De esta manera no se reduce el ruido generado por el instrumento, pero sí es posible reducir la amplitud de las fluctuaciones en la línea de base, lo que permite detectar señales débiles que en otro caso no podrían observarse. Con el factor de promediado (Averaging Factor) se especifican el número total de medidas a promediar. Para evitar que el proceso de representación de la traza sea excesivamente lento, es habitual ir representando los promedios parciales, según se van haciendo las medidas. En términos matemáticos, el nuevo valor a representar vendrá dado por la expresión

62 Donde k es el orden de la medida (k = 1...N, siendo N el número total de medidas a promediar), A total nuevo es el nuevo valor a representar, A total anterior es el valor representado después de realizar la medida previa (es decir, el promedio de todas la medidas anteriores) y A nuevo es la nueva medida. El factor de promediado N suele ser una potencia entera de Atenuación RF El control de atenuación RF permite regular la atenuación introducida a la entrada del instrumento y por tanto la sensibilidad. La atenuación RF también permite mejorar el acoplo del instrumento en una amplia banda de frecuencias. En la práctica el acoplo de un analizador de espectros se especifica en términos de su VSWR, al igual que en cualquier otro instrumento. Típicamente este factor es del orden de 2,0 a atenuación mínima e inferior a 1,3 para atenuaciones superiores a 10 db. La posibilidad de modificar la atenuación RF permite, asimismo, medir señales con amplitudes muy dispares, buscando en cada momento el compromiso más adecuado entre sensibilidad en la medida y riesgo de generar armónicos espúreos por problemas de no linealidad. Una manera sencilla de determinar si el analizador se encuentra o no en su zona lineal durante una medida consiste en modificar el control de atenuación RF y comprobar como varían las amplitudes de los armónicos que aparezcan en la pantalla. En régimen lineal, el nivel de ruido de la línea de base aumentará y las amplitudes de todos los armónicos decrecerán en un mismo factor. En cambio, si el analizador genera armónicos espúreos, la modificación del nivel de RF dará lugar a alteraciones entre las amplitudes relativas de los armónicos observados. En algunos analizadores hay un acoplamiento automático de la atenuación RF con la amplificación IF. En estas circunstancias, al aumentar la atenuación RF se incrementa al mismo tiempo la ganancia IF y por tanto el nivel de señal visualizado en pantalla se mantiene constante. En estas circunstancias, el analizador introduce distorsión de la señal cuando al actuar sobre el control de atenuación RF se observan cambios en la amplitud de las líneas.

63 Acoplo/Desacoplo de controles Debido a la posibilidad de cometer errores en la medida al seleccionar una combinación inadecuada de parámetros, los analizadores de espectros tienen generalmente opciones para acoplar dos o más controles; de modo que al modificar uno de ellos se modifiquen el resto automáticamente para que la medida sea óptima. Las funciones de acoplo varían dependiendo del modelo de analizador. Las más comunes son las de acoplo entre el ancho de banda de resolución y span, o también la de acoplo ancho de banda de resolución - barrido en tiempo - ancho de banda de video - span. 3.4 ESPECIFICACIONES CLAVES EN LOS ANALIZADORES DE ESPECTROS Sensibilidad La sensibilidad suele expresarse en términos de un factor que recibe el nombre de nivel de ruido representado o Displaced Average Noise Level (DANL). Este factor se define como el nivel de la línea de base en ausencia de señal, para una atenuación RF nula y después de haber reducido el ancho de banda de resolución y el de video lo suficiente como para que la línea sea esencialmente recta, sin fluctuaciones. También suele definirse la sensibilidad de un analizador de espectros como la mínima potencia que ha de tener una señal sinusoidal para poder ser detectada. Como criterio, suele considerarse que la señal se puede detectar cuando su potencia se encuentra a 3 db por encima del DANL. Debido fundamentalmente a que las pérdidas de conversión en un mezclador se incrementan con el ruido, a frecuencias de microondas el DANL aumenta al aumentar la frecuencia. Este efecto es claramente observable en los analizadores de banda muy ancha. Por otra parte, a frecuencias bajas la existencia de ruido 1/f y otros efectos espúreos hace que el nivel de ruido de un analizador también aumente al reducirse la frecuencia. Como consecuencia de ello, en las especificaciones se divide la banda total de operación en sub-bandas y se indica el DANL para cada una de ellas. El ruido interno generado por el analizador es fundamentalmente térmico, y por tanto tiene una densidad espectral de potencia independiente de la frecuencia. Consecuentemente, el factor DANL es proporcional al ancho de banda de resolución. Puede obtenerse el incremento en db del DANL en función del incremento del ancho de banda de resolución desde un valor (RBW) ini a un valor (RBW) fin,

64 a partir de la relación Margen dinámico El margen dinámico es un factor que indica el rango de amplitudes que puede visualizarse. Este rango está limitado por la sensibilidad del analizador en la zona de bajas potencias y por la distorsión armónica en la zona de potencias elevadas. En cualquier red de dos puertas no lineal esta distorsión se caracteriza en términos de un factor que recibe el nombre de punto de compresión de 1 db. A medida que se incrementa la potencia de señal a la entrada de la red, la potencia a la salida aumentará linealmente hasta llegar a una situación de saturación, debido fundamentalmente al comportamiento no lineal de los detectores, amplificadores y mezcladores que haya en la red. En estas circunstancias, se define el punto de compresión de 1 db como la potencia que hay que aplicar a la entrada de la red para que la potencia a la salida sea 1 db inferior a la potencia de salida que se obtendría si la red fuera perfectamente lineal. La siguiente Figura 2.38 ilustra esta definición. En los analizadores de espectros, la no linealidad es producida fundamentalmente por las etapas de mezclado. Figura Punto de compresión de 1 db. Habitualmente se utilizan dos definiciones distintas de margen dinámico. La primera es el cociente entre la potencia máxima y la mínima que se pueden mostrar simultáneamente en la pantalla del analizador. Los analizadores de gama media permiten medir simultáneamente señales que se diferencian en 80 db o más. También se define el margen dinámico como el cociente entre el punto de compresión de 1 db y la sensibilidad. La mayor parte de los fabricantes de analizadores suelen especificar la definición que utilizan.

65 3.4.3 Precisión en frecuencia y derivas lentas (long term drift) La precisión en frecuencia de un analizador está limitada por la inestabilidad en la frecuencia de salida de sus osciladores locales. Esta inestabilidad da lugar a derivas lentas en las frecuencias que se miden con el analizador, y son más importantes al poco tiempo de encender el instrumento. Por tanto, es recomendable dejar siempre un periodo de calcinamiento del analizador (en tomo a media hora) antes de realizar una medida. En las especificaciones de un analizador, la precisión en frecuencia suele indicarse en porcentaje de la frecuencia de medida Bandas laterales de ruido y derivas rápidas (short term drift) Los osciladores también presentan fluctuaciones rápidas en la frecuencia de salida llamadas Short-term drift lo que da lugar a una forma de ruido que recibe el mimbre de ruido fase Estas fluctuaciones no solo degradan la sensibilidad en las bandas de frecuencias mas bajas. También producen un ensanchamiento en la base de las líneas del espectro que se esta midiendo, cuando estas tienen una amplitud suficientemente elevada respecto al nivel de ruido de la línea de base. Este ensanchamiento da lugar a que la línea del espectro aparezca en la pantalla como montada sobre un pequeño pedestal, y recibe el nombre de bandas laterales de ruidos. En la Figura 2.39a, la que se muestra una línea espectral contaminada por esta forma de ruido. Las bandas laterales de ruido degradan lógicamente la resolución, pudiendo incluso ocultar líneas de baja amplitud que se encuentren en las inmediaciones de otra de mayor amplitud. Al igual que en el caso del ruido térmico, el ruido de banda laterales es función del ancho de banda de resolución, pues la potencia total de cualquier tipo de ruido se obtiene siempre por integración de su densidad espectral extendida a toda la banda de frecuencias del receptor, Por tanto, resulta conveniente especificar las bandas de ruido en términos de una densidad espectral a una determinada separación de frecuencia de la línea del espectro llamada frecuencia de offset. Esta densidad se expresa en dbc/hz, del ingles db-carrier /Hz o db por encima de la potencia de cada línea espectral (un valor negativo de dbc/hz indicará por tanto una Potencia inferior a la de la línea). En algunos casos, se indica a distintas frecuencias de offset para proporcionar información sobre cómo varia la altura del ensanchamiento.

66 Figura Efectos producidos en las líneas espectrales por las inestabilidades short-term de los osciladores: a) línea con bandas laterales de ruido, b) línea con ruido FM residual. Las especificaciones de bandas laterales de ruido permiten determinar si se puede detectar una señal débil una determinada separación en frecuencia de una línea espectral de elevada amplitud. Por ejemplo, supongamos que se desea medir una señal con una potencia 60 db más débil que una línea espectral localizada a 10 khz de la señal y en un analizador que se encuentra ajustado a un RBW de 1 khz. Entonces es posible determinar las especificaciones mínimas que debe cumplir el analizador para poder hacer la medida. Basta con normalizar los 60 db a un ancho de banda de 1 Hz, Por tanto, el analizador deberá presentar unas bandas laterales de ruido inferiores a -90 dbc/hz a una frecuencia de offset de 10 khz Ruido FM residual Las bandas laterales de ruido son el resultado de la integración de las fluctuaciones de frecuencia producidas por la inestabilidad de los osciladores locales. Si el barrido se realiza lo suficientemente rápido, es posible observar directamente estas fluctuaciones. En este caso las líneas espectrales aparecen representadas como picos ruidosos tales y como se muestra en la Figura Este efecto es una manifestación distinta de un mismo fenómeno (el ruido de fase), y recibe el nombre de ruido FM residual. Es visible de forma directa cuando el ancho de banda de resolución es menor que la fluctuación pico a pico de la modulación en frecuencia. Cuando este.nicho de banda es muy estrecho, pueden incluso aparecer varios picos bien delimitados por cada línea espectral autentica.