Trabajo Práctico I. Control Autmomático I. Anibal Zanini Alfredo Spina Virginia Mazzone

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1 Trabajo Práctico I Control Autmomático I Anibal Zanini Alfredo Spina Virginia Mazzone 1 Repaso de modelado de sistemas dinámicos Un modelo matemático de un sistema dinámico se define como un conjunto de ecuaciones que representan la dinámica del sistema con precisión o, al menos, bastante bien. La función transferencia de un sistema descrito mediante una ecuación diferencial lineal e invariante en el tiempo (LTI) se define como el cociente-entre la transformada de Laplace de la salida y la transformada de Laplace de la entrada bajo la suposición de que todas las condiciones iniciales son nulas. Los siguientes ejemplos y ejercicios fueron obtenidos de los ejemplos de uno de los Tutoriales de Control de Matlab de la Carnagie Mellon (University of Michigan). Dichos modelos los volveremos a utilizar a lo largo de la materia. Ejemplo 1.1. La Figura 1 muestra un carro con un péndulo invertido, impulsado por una fuerza F. Determinar las ecuaciones dinámicas del movimiento, y linealizar alrededor del ángulo del péndulo, θ = 0 (en otras palabras supongamos que el péndulo no se mueve más que algunos grados de la vertical). m, I θ F m Figura 1: Péndulo invertido x La sumatoria de las fuerzas en el diagrama de cuerpos libres, Figura 2, del carro en la dirección horizontal, obtenemos la siguiente ecuación de movimiento: Mẍ + bẋ + N = F (1.1) La sumatoria de las fuerzas del péndulo del diagrama de cuerpos libres en la dirección horizontal, obtenemos una ecuación para N N = mẍ + ml θ cos θ ml θ 2 sin θ (1.2) 1

2 Control Automatico I 2 P I θ 2 F N m bẋ l m, I I θ ẍ ẍ x mg N P θ Figura 2: Diagrama de los dos cuerpos libres del sistema Si sustituimos (1.2) en la ecuación (1.1), obtenemos la primer ecuación de este sistema (M + m)ẍ + bẋ + ml θ cos θ ml θ 2 sin θ = F (1.3) Para obtener la segunda ecuación de movimiento, sumemos las fuerzas perpendiculares al péndulo. Resolviendo el sistema a lo largo de este eje obtenemos la siguiente ecuación P sin θ + N cos θ mg sin θ = ml θ + mẍ cos θ (1.4) Para deshacernos de los términos P y N de (1.4), sumemos los momentos alrededor del centro del péndulo para obtener P l sin θ Nl cos θ = I θ (1.5) Combinando (1.4) y (1.5), obtenemos la segunda ecuación dinámica (I + ml 2 ) θ + mgl sin θ = mlcosθ (1.6) Ahora linealicemos las ecuaciones (1.3) y (1.6) alrededor de θ = 0. Si suponemos que el péndulo se mueve unos pocos grados alrededor del 0, podemos aproximar cos θ = 1, sin θ θ y θ 2 0. Por lo que las dos ecuaciones linealizadas son mlẍ =(I + ml 2 ) θ + mglθ (1.7) F =(M + m)ẍ + bẋ + ml θ (1.8) Ejemplo 1.2. La figura 3 muestra dos tanques en cascada los que queremos modelar. bomba 1 f i h 1 h 2 f 12 bomba2 f e Figura 3: Diagrama de dos tachos en cascada La altura del tanque 1, h 1 la podemos describir con la ecuación dh 1 dt = 1 A (f i f 12 ),

3 Control Automatico I 3 lo mismo para h 2 dh 2 dt = 1 A (f 12 f e ) El caudal entre los dos tanques podemos aproximarlo por la velocidad de caída libre por la diferencia de altura entre los dos tanques. f 12 = 2g(h 1 h 2 ) Si medimos la altura de los tanques en % (donde 0% es vacío y 100% es lleno), podemos convertir los caudales en valores equivalentes de % por segundo (donde f 1 es el caudal equivalente en el tanque 1 y f 2 es el caudal de salida del tanque 2 equivalente). El modelo para este sistema es ɛḣ1 = K h 1 h 2 + f 1 ḣ 2 = K h 1 h 2 f 2 (1.9) donde 2g K = A Para linealizar (1.9) podemos elegir una diferencia de alturas nominal del régimen permanente (o punto de operación. Tomemos h 1 h 2 = h = H + h d así K h 1 h 2 K H(1 + h d 2H ) ya que ɛ 1 + ɛ. De donde obtenemos el siguiente sistema lineal ḣ 1 = K 2 H (h 1 h 2 ) + f 1 K H 2 ḣ 2 = K 2 H (h 1 h 2 ) f 2 K H Modelo del retardo temporal Consideremos un retardo temporal puro, T, la transformada de Laplace correspondiente es e T s. Esta transformada no podemos utilizarla como función transferencia dado que no se trata de cociente de polinomios. En esta sección buscaremos una forma de aproximarla tal que se trate de una transferencia raciona propia. Para nuestro interés, sistemas de control,la aproximación debe ser buena a bajas frecuencias, s = 0. El medio más común para hallar esta aproximación se atribuye a Padé y está basado en ajustar la expansión en serie de la función trascendental e T s a la de una función racional, donde el grado del polinomio numerador es p y el del denominador es q. El resultado se llama aproximación (p, q) de Padé a e T t. Para nuestros propósitos utilizaremos solo el caso p = q. Ejemplo 1.3. Para ilustrar el proceso, empecemos con la aproximación (1, 1) cuando T = 1. En este caso deseamos elegir b 0, b 1 y a 0 de modo que el error e s b 0s + b 1 a 0 s + 1 = ɛ sea pequeño. Para la aproximación de Padé expandimos e s y la función racional en una serie de McLauren y ajustamos los términos. Las series son e s = 1 s + s2 2 s3 3! + s4 4!..., b 0 s + b 1 a 0 s + 1 = b 1 + (b 0 a 0 b 1 )s a 0 (b 0 a 0 b 1 )s 2 + a 2 0(b 0 a 0 b 1 )s

4 Control Automatico I 4 Ajustando coeficientes, debemos resolver las ecuaciones b 1 = 1, b 0 a 0 b 1 = 1, a 0 (b 0 a 0 b 1 ) = 1 2, a 2 0(b 0 a 0 b 1 ) = 1 6, Ahora observamos que tenemos un número infinito de ecuaciones pero solamente tres parámetros. La aproximación de Padé se determina cuando se ajustan los tres primeros coeficientes, con lo cual tenemos e s = 1 s s 2 1/2 1/2 Figura 4: Aproximación de Padé Si suponemos p = q = 2, tenemos cinco parámetros, y es posible una mejor aproximación. Para este caso tenemos Im(s) e s = 1 s 2 + s s 2 + s Re(s) Figura 5: Aproximación de Padé Para una aproximación general tenemos [1]: dado un retardo R pq tal que R pq (s) = N pq(s) D pq (s) donde N pq (s) = p k=0 (p + q k)!p! (p + q)!(p k)! sk y D pq (s) = q k=0 (p + q k)!q! (p + q)!(q k)! (s)k Notemos que R p0 = 1 + s sp p! 1.2 Ejercicios es el polinomio de Taylor de orden p. Ejercicio 1.1. Obtener un modelo matemático del sistema masa-resorte-amortiguador montado sobre un carro, suponiendo que éste está inmóvil durante t < 0, En este sistema, u(t) es el desplazamiento del carro y la entrada del sistema. En t = 0, el carro se mueve a una velocidad constante, o bien u = cte.

5 Control Automatico I 5 u k b m y Figura 6: Sistema masa-resorte-amortiguador en un carro x 1 x 2 b 1 m1 b 2 m 2 k 3 y k 1 k 2 sin fricción Figura 7: Sistema mecánico con una entrada y dos salidas R 1 v f + L C R 2 v(t) Figura 8: Circuito eléctrico

6 Control Automatico I 6 Ejercicio 1.2. Escriba las ecuaciones diferenciales para el sistema mecánico mostrado en la Figura 7. Obtenga la función transferencia desde y a x 1 y x 2 para dicho sistema. Ejercicio 1.3. Obtener las ecuaciones dinámicas que describen el comportamiento del sistema de la Figura 8. Calcular la función transferencia tomando la salida v(t). Ejercicio 1.4. Obtener el modelo del amplificador operacional estándar que se muestra en la figura 9, cuya ley viene dada por v o = A o v 1 R 2 + v i R 1 v 1 + C + v o Figura 9: Circuito con amplificador operacional Ejercicio 1.5. Obtener el modelo del control de velocidad crucero si despreciamos la inercia de las ruedas y suponiendo que el rozamiento se opone al movimiento del automóvil, Figura 10. bẋ (fricción) m u x ẍ Figura 10: Sistema simplificado del control de velocidad crucero Ejercicio 1.6. Obtener el modelo del sistema de suspensión para un autobús. Para simplifica el sistema utilizaremos solo una rueda ya que así el problema se reduce a un sistema unidimensional de resorte y amortiguador. En la Figura 11 vemos un diagrama en bloques del sistema. x 1 M k u b x 2 m w k Figura 11: Sistema de suspensión de un autobús

7 Control Automatico I 7 Ejercicio 1.7. Dado el modelo del motor de corriente continua cuyo circuito eléctrico del armadura y el diagrama del cuerpo libre del rotor se muestran en la Figura 12, verificar que el modelo resulta donde J θ + b θ = Ki (1.10) L di dt + Ri = V K θ (1.11) J: momento de inercia del rotor b: coeficiente de amortiguamiento K = K e = K t : constante de fuerza electromotriz R: resistencia eléctrica L: inductancia eléctrica V : entrada, fuente de voltaje V + R L + θ b θ Figura 12: Motor de CC, circuito de armadura y rotor 2 Diagrama en bloques El diagrama en bloques es una representación gráfica de las funciones que lleva a cabo cada componente y el flujo de señales. Tal diagrama muestra las relaciones existentes entre los diversos componentes. Un bloque es un símbolo para representar la operación matemática que sobre la señal de entrada hace le bloque para producir la salida. Las funciones de transferencia de componentes por lo general se introducen en los bloques correspondientes, que se conectan mediante flechas para indicar la dirección del flujo de señales. E(s) G(s) C(s) El cociente entre la salida C(S) y la señal de entrada E(s) se denomina función transferencia: G(s) = C(s) H(s). 2.1 Función transferencia a lazo cerrado Sea el lazo de la Figura 2.1, calculemos la función de transferencia a lazo cerrado de dicho diagrama. Reemplazando (2.2) en (2.1) obtenemos que la función transferencia a lazo cerrado viene dada por C(s) R(s) = G(s) 1 + G(s)H(s)

8 Control Automatico I 8 R(s) E(s) G(s) C(s) B(s) H(s) C(s) = E(s)G(s) (2.1) E(S) = R(s) B(s) = R(s) C(s)H(s) (2.2) 2.2 Reducción de un diagrama en bloque Un diagrama en bloque complicado que contenga muchos lazos de realimentación se simplifica mediante un reordenamiento paso a paso mediante las reglas del álgebra de los diagramas de bloques. Algunas de estas reglas importantes aparecen en la Figura 13, según [3]. A AG G B A G AG B B B A A G G G AG AG AG A A A G G 1 G 1 G AG AG AG A B G 1 A 1 G 1 G 2 B G 2 G 2 A Figura 13: Reglas del álgebra de los diagramas de bloques Una regla extendida para la reducción de cualquier diagrama de bloques fue dada por S.J. Mason ( ), quien relacionó el gráfico al álgebra matricial de las ecuaciones que representan. Mason definió una trayectoria a través de un diagrama de bloques como una secuencia de componentes conectados, pasando la trayectoria desde una variable a otra sin pasar a través de ningún componente más de una vez. Definió una ganancia de trayectoria como el producto de las ganancias que componen la trayectoria. Una trayectoria que sale de una variable y regresa a la misma variable se define como trayectoria de lazo, y la ganancia de la trayectoria asociada se llama ganancia de lazo. La regla de Mason para el caso especial donde todas las trayectorias directas y trayectorias de lazo se tocan pueden definirse como sigue [2]: La ganancia de un sistema realimentado está dada por la suma de las ganancias de las trayectorias directas dividida por 1 menos la suma de las ganancias de lazo. Ejemplo 2.1. Una aplicación de esta regla se puede ilustrar con el diagrama de bloques de la Figura 14. En este caso, las trayectorias directas y sus ganancias están dadas por Trayectorias hacia adelante Ganancia G 1 G 2 G G 1 G 6 Trayectorias de lazo Ganancia 2382 G 1 G G 1 G 2 G 4

9 Control Automatico I 9 G 6 6 u G 1 G 2 G 5 8 G 3 9 y 7 G 4 Figura 14: Un ejemplo de diagrama de bloques y la ganancia total, o la función transferencia total, está dada por la regla en la forma 2.3 Ejercicios: Y U = G 1G 2 G 5 + G 1 G 6 1 G 1 G 3 G 1 G 2 G 4 Ejercicio 2.1. Obtener el diagrama de bloques de cada modelo obtenido en los ejercicios de la sección 1.2, incluyendo la del ejemplo 1.1. Obtener la función transferencia de los diagramas. Ejercicio Calcule la función transferencia del diagrama de bloques mostrado en la Figura 15 mediante la reducción de bloques y por la regla de Mason. u b 1 b 2 x 1 x 2 x 3 1/s 1/s 1/s b 3 a 1 a 2 a 3 y Figura 15: Diagrama de bloques 2. Escriba la ecuación diferencial de tercer orden que relaciona y y u (Sugerencia: Considere la funciona transferencia. 3. Escriba tres ecuaciones diferenciales de primero orden simultaneas (variables de estado) usando las variables x 1, x 2 y x 3 como se definieron en el diagrama de bloques de la Figura 15. Ejercicio 2.3. Encuentre las funciones de transferencia de los diagramas de bloques de la Figura 16 por reducción de bloques y por la regla de Mason. 3 Repaso de la respuesta dinámica Una vez que la función de transferencia se ha resuelto por cualquiera de los métodos, estamos en posición de empezar el análisis de la respuesta del sistema así representado. Cuando las ecuaciones son ecuaciones diferenciales ordinarias simultáneas, la función transferencia que resulta será un cociente de polinomios, B(s) A(s) con m el grado del polinomio B(s) y n el de A(s) para el que definiremos los siguientes términos:

10 Control Automatico I 10 r G 1 G 2 H 2 G 3 H 3 y D(s) r(s) y(s) A(s) B(s) H(s) G(s) Figura 16: Diagrama de bloques Las raíces de B(s) = 0 se llaman ceros del sistema. Las raíces de A(s) = 0 se llaman polos del sistema. La diferencia en los grados de A(S) y B(s) de llama grado relativo (g r = n m). Si m < n decimos que el modelo es estrictamente propio, lo que equivale a decir grado relativo positivo. Si m = n decimos que el modelo es bipropio, lo que equivale a decir grado relativo nulo. Si m n decimos que el modelo es propio. Si m > n decimos que el modelo es impropio, o que tiene grado relativo negativo. Nota 1. Los sistemas reales son casi siempre estrictamente propios. Algunos métodos de diseño de controladores llevan a una función transferencia bipropia o hasta impropia. Para poder ser implementado, estos controladores son generalmente convertidos en propios, por ejemplo aumentando A(s) con un factor del tipo (α i s + 1), donde α i R +. Nota 2. En general los sistemas reales tiene un retardo temporal entre la entrada y la salida. La transferencia de un retardo puro es de la forma: donde T d es el retardo (en segundos). Conclusión: H(s) = e st d La función transferencia describe las propiedades entrada-salida de sistemas lineales en forma algebraica. 3.1 Respuesta al impulso y al escalón de sistemas LTI El estudio de la respuesta al impulso (Delta de Dirac) se debe a que la función de transferencia de un sistema continuo en el tiempo es la transformada de Laplace de su respuesta al impulso con condiciones iniciales nulas. Es muy común estudiar el comportamientos de la dinámica de los sistemas usando la respuesta al escalón, es decir U(s) = 1/s, por lo que Y (s) = G(s) 1 s Es muy útil definir una serie de parámetros que describen algunas propiedades relevantes de la dinámica de los sistemas. Para estas definiciones, consideraremos funciones de transferencia estables teniendo como respuesta al escalón la Figura 17:

11 Control Automatico I 11 y + M p y k ry y + δ y δ M u t r t p Tiempo t s Figura 17: Indicadores de la respuesta escalón valor en el régimen estacionario, y : el valor final de la respuesta al escalón (esto no tiene sentido si el sistema tiene polos en el SPD 1 ). Tiempo de crecimiento, t r : el tiempo que transcurre hasta el instante en el cual la respuesta al escalón alcanza, la primer vez, el valor k r y. La constante k r varía según el autor, comúnmente se toma tanto 0.9 o 1. Sobre error, M p : el máximo valor por el que la respuesta el escalón excede su valor final. Generalmente se expresa como un porcentaje de y. subvalor, M u : el máximo (valor absoluto) por el que la respuesta al escalón pasa por debajo del cero. Tiempo de establecimiento, t s : el tiempo transcurrido hasta que la respuesta al escalón ingresa (sin dejarlo en tiempo subsiguiente) a una banda ±δ, alrededor del valor final. Esta banda δ, generalmente se define como un porcentaje de y, 2% a 5% Para el caso de un par de polos complejos conjugados, Figura 18, donde ψ (0 < ψ < 1) es conocido como el factor de amortiguamiento y ω n, como la frecuencia natural. Definimos también la frecuencia natural de amortiguamiento, ω d como ω d = ω n 1 + ψ 2 Los polos polos complejos conjugados de este sistema, s 1 y s 2, pueden expresarse la la forma s 1,2 = ψω n ± jω d = ω n e ±j(πβ) Las características de la respuesta al escalón unitario de este sistema nos lleva a calcular los indicadores descriptos en la Figura 17: 1 SPD: semiplano derecho

12 Control Automatico I 12 H(s) = ω 2 n s 2 + 2ψω n s + ω 2 n ψω n β ω n jω d jω d Figura 18: Función transferencia y ubicación de un par de polos complejos conjugados Tiempo de crecimiento Para este caso tomaremos k r = 1, y obtenemos t r = π β ω d 1.8 ω n Sobre valor El máximo valor de la salida, M p ocurre en el tiempo t p = π ω d M p = e πψ 1ψ 2 Tiempo de establecimiento Para un error en el régimen estacionario de 1% tenemos que 3.2 Ejercicios Ejercicio 3.1. Del Ejercicio 1.5, tomando e ψωnts = 0.01, por lo que t s = 4.6 ψω n m = 1000 kg b = 50 Nseg/m u = 500 N = T d 2, entonces Calcular la respuesta al escalón (0 500N). Analizar el sobre valor y el tiempo de crecimiento. Ejercicio 3.2. Para el Ejercicio 1.7, tomando los valores J = 0.01 Kg m 2 /s 2 b = 0.1 N m s K = K r = K c = 0.01 N m/a R = 1 Ω L = 0.5 H 1. Calcular y graficar la respuesta al escalón. 2. Realimentar con ganancia unitaria y comparar los resultados. Ejercicio 3.3. Simular el péndulo invertido del Ejemplo 1.1 a lazo abierto con una entrada escalón durante 5 seg. Qué podemos decir de este sistema?

13 Control Automatico I 13 Ejercicio 3.4. Si en el Ejercicio 1.6, tomamos ω = 0, u = 0 y k 1 = k 2 = k y considerando como entrada a x 2 y salida x 1, tenemos como función trasferencia a G(s) = sb + k m 1 s 2 + bs + k 1. Analizar el comportamiento del vehículo cuando x 2 = u(t) (siendo u(t) la función escalón unitario), sabiendo que k = 3000, m 1 = 2500 y b toma los valores 500, 1000 y Calcular la respuesta para cada valor de b y graficarlas en la misma figura para compara los distintos comportamientos. 2. Bajo las condiciones originales del problema de suspensión, 1.6, analizar la respuesta cuando no hay entrada u = 0 y solo excitamos al sistema con la perturbación escalón (w = u(t)). Ejercicio Dado el sistema de primer orden G 1 (s) = 1 T s + 1 Graficar la respuesta al escalón para los valores de T 5, 10 y 15. Cómo afecta la constante de tiempo, T a la respuesta? 2. Si ahora tomamos el sistema de primer orden G 2 (s) = 1 s + T Graficar la respuesta escalón para los mismos valores de T que anteriormente. Comparar los resultados. 3. Tomando a la función transferencia G(s) de la Figura 19 como G 1 (s) y luego G 2 (s) con T = 5 para ambos casos: r y K G(s) Figura 19: Sistema de primer orden a lazo cerrado (a) Calcular la respuesta al escalón suponiendo que K = 0.5, 1, 2 y 20 para G 1 y G 2. Calcular y para K = 2 y K = 20 (b) Calcular en forma teórica, para qué valores de K el sistema a lazo cerrado 19 es estable. 4. Tomemos la transferencia de la Figura 20 y simular a lazo abierto. G(s) = 1 s(s + 2) r y G(s) K Figura 20: Sistema de segundo orden con un polo en el origen Calcular la transferencia a lazo cerrado como muestra la Figura 20, tomando K = 2 simular la respuesta al impulso. Calcular en forma teórica, el sobre valor, la frecuencia natural de amortiguamiento y el valor en el régimen estacionario y marcarlos en el gráfico.

14 Control Automatico I 14 Referencias [1] Gene H. Golub Charles F. Van Loan. Matrix Computations. Johns Hopkins, [2] J.David Powel Abbas Emami-Naeini Gene F. Franklin. Control de Sistemas Dinámicos con Retroalimentación. Addison-Wesley Iberoamericana, [3] Katsiuko Ogata. Control Moderno. Pentice Hall, 1998.